ACCIONAMIENTOS ELECTRICOS .ppt

1
1. Introducción. Dispositivos electrónicos de potencia
2. Convertidores electrónicos de potencia ac/dc.
3.Convertidores electrónicos de potencia dc/dc.
Profesora: Mónica Chinchilla Sánchez
Universidad Carlos III. Dpto. Ing. Eléctrica. Ingeniería Industrial, 5º curso
INDICE DEL
TEMA
Tema 2. Accionamientos Eléctricos
Convertidores electrónicos
para motores dc

2
1.Introducción
Máquinas cc. Movimiento
Motor
(I)
Frenado
regenerativo
(II)

3
1.Introducción
wm
Tem
Máquinas cc: pueden operar en los 4 cuadrantes

4
1.Introducción
CA/CC
CC/CC
CA/CA
CC/CA
CA
CC

5
1.Introducción. Dispositivos electrónicos de potencia
Transistores bipolares (BJT)
Son muy fáciles de controlar.
Las pérdidas en conducción son reducidas, ya que la caída de
tensión en conducción se encuentra normalmente entre 1 y 2 V.
Las pérdidas de conmutación son moderadas, por lo que la
frecuencia máxima de conmutación está alrededor de 3 kHz.
No soporta potencias muy elevadas: las máximas tensiones e
intensidades disponibles son 1.400 V y 300 A.
IGCT

6
IGCT
Transistores MOSFET
Son muy fáciles de controlar.
Presenta unas pérdidas de conmutación reducidas, por lo que la
frecuencia de conmutación puede ser superior a 100 kHz.
Por el contrario, sus pérdidas en conducción son elevadas.
Con los transistores MOSFET se pueden alcanzar tensiones de unos
cuantos centenares de voltios e intensidades de decenas de
amperios.
El transistor MOSFET es más caro que el transistor bipolar, pero son
una alternativa en aplicaciones de baja tensión en caso de que se
desee una elevada frecuencia de conmutación.

7
IGCT

8
IGCT
Transistores IGBT
El IGBT es la combinación de un MOSFET y un bipolar.
Precisa sólo dos pequeños impulsos de corriente para encenderlo o
apagarlo.
El IGBT tiene un tamaño reducido y bajo coste de fabricación.
La caída de tensión en conducción es reducida e independiente de la
corriente, por lo que sus pérdidas en conducción son también bajas, aunque
casi de valor doble de las que se dan en un transistor bipolar.
Las pérdidas de conmutación de los IGBT son algo mayores que las de los
otros tipos de transistores mencionados debido a la corriente de cola en el
bloqueo.

9
IGCT
Transistores IGBT
La frecuencia máxima de conmutación de los IGBT es de 20 kHz. Otro
inconveniente consiste en su reducida capacidad para soportar derivadas de
tensión elevadas.
Las tensiones e intensidades límites de los IGBT son 3300 V y 1200 A.
Se utilizan donde sea necesario aumentar la frecuencia de conmutación, por
ejemplo, en aquellos casos donde se requiera reducir la frecuencia por
debajo de la audible.

10
IGCT
Tiristores
El tiristor es el semiconductor de potencia más robusto y fiable, ya que, a diferencia del
transistor, puede soportar elevadas sobreintensidades durante tiempos reducidos.
La principal ventaja del tiristor es que soporta grandes tensiones e intensidades (hasta
5.000 V y 5.000 A).
Tiene una caída de tensión directa baja (entre 1 y 3 V), por lo que las pérdidas de
conducción son reducidas. Su frecuencia de operación está limitada a 1 kHz.
Inconveniente: no se puede apagar directamente mediante una señal de puerta, por lo
que precisa de una red de apagado que someta al tiristor a una tensión inversa (cátodo-
ánodo), (inversor conmutado por red).
Su aplicación ha quedado limitada al caso de convertidores de potencia elevada en los
que la conmutación de los tiristores es auxiliada por la carga (inv.en fuente de corriente)

11
IGCT
Tiristores GTO
Presenta la ventaja de que se puede apagar mediante un impulso de corriente
negativo en su puerta.
Su principal inconveniente está en las elevadas pérdidas de conmutación, ya
que el impulso que se ha de proporcionar para su apagado tiene una amplitud
cinco veces menor, aproximadamente, que la corriente a bloquear.
Por el contrario sus pérdidas en conducción son reducidas.
Es capaz de manejar grandes tensiones y corrientes (hasta 4.500 V y 3.000 A).
Su aplicación está limitada a convertidores de frecuencia de elevada potencia
con circuito intermedio de tensión.

12
IGCT
Tiristores IGCT
Los tiristores controlados de puerta aislada (IGCT’s) combinan las cualidades
de los tiristores (como la baja resistencia en conducción, o su robustez) con
las de los IGBT’s (capacidad de apagado por puerta o los niveles de corriente
de saturación).
Por ejemplo las pérdidas de potencia por conmutación de un IGCT son entre
tres y cuatro veces (depende de la tensión de trabajo) menores que las de un
IGBT, mientras que la caída de tensión en conducción es la misma

13
MT1
MT2
G
Símbolo de un TRIAC
Equivalente de un TRIAC
T2
T1
MT1
MT2
G
SCR2
SCR1
MT2
MT2
NC
NC
Equivalente de un DIAC
MT2
MT1
Símbolo de un DIAC
TRIAC DIAC

14
2. Convertidores electrónicos ca/cc
Rectificador

15
Rectificador

16
eficaz
eficaz
eficaz
eficaz
Valor medio:
Valor eficaz:
Definiciones (repaso)

17
Terminales ca. Series de Fourier de la tensión vca y de la corriente ica
(en general los valores
medios Vo, Io suelen ser nulos):
Valores eficaces de la tensión y de la corriente superiores al primero:
siendo Vrms el valor eficaz de la tensión, V1 del primer armónico de la tensión, Irms
de la corriente e I1 del primer armónico de corriente .
,
Tasas de distorsión
armónica de tensión
y corriente:

18
1. Rectificador monofásico no controlado

19
1. Rectificador monofásico no controlado (caso R puro)
Valores medios Valores eficaces

20
1. Rectificador monofásico no controlado (caso R puro)

21
2. Rectificador trifásico no controlado
Tanto el factor de potencia como la relación entre la tensión en la etapa de c.c. y la
tensión en la etapa de c.a están dadas
955
,
0
P
cos 1



I
I
S

+
El valor eficaz de la onda de corriente es:
CC
f I
2
3
I
U
3
S 





 f
U
CC
CC
2
2
I
,817
0
3
I
2
dt
2
1
dt
1
I 






 
 i
i
T p
siendo VL el valor eficaz de la tensión de línea.
L
DC dt
wt
cos
V
2
6
2
1
U 



 L
L
V
1,35
V
2
3





p
p

22
3. Rectificador monofásico controlado de tiristores.
Caso resistivo puro

23
3. Rectificador monofásico controlado de tiristores. Caso resistivo puro
Valores medios de tensión y corriente:
Valores eficaces de tensión y corriente:
Siendo:

24
3. Rectificador monofásico controlado de tiristores. Caso resistivo puro
Rizado de tensión:
rv=Vr/Vo
Rizado de corriente:
ri=Ir/Io
FACTORES DE RIZADO
VALORES EFICACES

25
3. Rectificador monofásico controlado de tiristores. Caso general.

26
4. Rectificador trifásico controlado de tiristores

27
=0
>0

28

cos
V
1,35
U L
DC 


Variando el valor del ángulo a
entre 0° y 90° es posible
conseguir diferentes valores
de tensión de salida
comprendidos entre
1,35 U*l V y 0 V

 cos
P
cos 1
I
I
S


DC
DC I
U 




 )
cos(
I
U
3
P 1
L 
Igualamos potencia a la entrada y a la salida bajo el supuesto de que el
rectificador no tiene pérdidas en los tiristores:

29
5. Puente rectificador por IGBT’s
Mediante un rectificador
controlado de IGBT’s
es posible controlar dos
variables del sistema
Además, con una adecuada modulación de los pulsos de disparo de los
transistores del puente, es posible conseguir una corriente en la
máquina (a la que alimenta) con un contenido en armónicos muy
reducido.
El convertidor es reversible, es decir la transferencia de potencia puede
ser en ambos sentidos.

30
3. Convertidores electrónicos cc/cc

31
Características del troceador o chopper
Permite variar y controlar el valor medio de la tensión continua (Vo) con la
que alimentamos una carga, mediante una entrada de tensión continua
constante o variable (VDC)
Pueden trabajar en los 4 cuadrantes (Vo , Io); lo mas frecuente es que
trabajen en el cuadrante I, o bien en los cuadrantes I y II.

32
Ventajas y desventajas de los choppers

33
Tipos de choppers y cuadrantes de funcionamiento

34
Tipos de choppers

35
Chopper directo
(forward)

36
Chopper directo
(forward) R
L



37
Chopper directo
(forward)

 






   T
t
V
V
T
t
dt
V
T
dt
v
T
V on
F
DC
F
DC
on
T t
F
DC
o
O
on
0 0
1
1
   
F
DC
V
V
V
V 


 max
0
0
min
0 0
δ: razón de conducción
(0≤δ≤1)

38
Chopper directo. Valor medio
de la corriente en la carga (Io)


 


T
t
D
t
GTO
T
o
on
on
dt
i
T
dt
i
T
dt
i
T
I
1
1
1
0
0
0













dt
di
L
E
v
R
i
E
dt
di
L
Ri
v o
o
o
o
o
o
1 dt
dt
di
L
E
v
R
T
I
T
o
o
 








0
0
1
1
R
E
V
R
E
V
I
F
DC 





0
0
R
V
R
V
I
F
DC
o
o 



Y si E=0
R
V
I
F
DC
E
o 










0
1
max

R
E
I
I o 

 max
0 
max
o
o I
I 

 
Si se cumplen las condiciones para que la corriente a la salida sea máxima, entonces:
Y si E=0

39
Chopper directo. Corriente instantánea
en régimen permanente (io).
E
v
v
v L
R
o 

 E
dt
di
L
Ri
v o
o
o 


on
t
t 

0
F
DC
o V
v 
min
)
0
( o
o i
i 
T
t
ton 

0

o
v
max
)
( o
on
o i
t
i 
Para Para
max
o
t
t
subida
o
GTO
o i
i
i
on



min
o
T
t
bajada
o
D
o i
i
i 


,





 






 
















 

on
on t
t
o
t
t
F
DC
GTO
o
on e
i
e
R
E
V
i
i
t
t max
1
0





 






 
















 

on
on t
t
o
t
t
D
o
on e
i
e
R
E
i
i
T
t
t max
1
Para
Para

40
Chopper directo.
Valor eficaz de la corriente en la carga en el GTO y en el diodo (operación
continua).
 
  R
E
e
R
e
V
i T
t
F
DC
o
on



 



/
/
max
1
1  
  R
E
e
R
e
V
i T
t
F
DC
o
on




1
1
/
/
min


Así:

41
Chopper directo. Valor medio de la tensión Vo (operación discontinua).
tx
Llamamos tx al instante en que la corriente en el diodo se anula

42
Chopper directo.
Valor medio de la corriente Io (operación discontinua).

43
Chopper directo.
Valores máximos de las corrientes media y eficaz en el GTO

44
Chopper directo.
Valores máximos de las corrientes media y eficaz en el diodo
Por el diodo la corriente circula en toff=T-ton. Para el cálculo de las
corrientes en el diodo se suele asumir io como constante (L muy grande)
y E=0:

45
Chopper directo. Calculo de la inductancia de alisado.

46
Determinar
Lalisado =Ltotal-L
para que:

47
Chopper directo. Cálculo de la inductancia de alisado.

48

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