C9 09-ib08

Método de linealización dinámica para un acondicionador de
temperatura /tiempo utilizando termistores.
E. Castro Montero 1
, A. Salazar Mustelier1
, D. Ramírez Muñoz 2
, J. Sánchez Moreno 2
1
Dpto. Control Automático, Electrical Engineering Faculty,
University of Oriente, Avda. Las Américas, s/n, 90900-Santiago de Cuba, Cuba.
2
. Electronic Engineering Department, High Technical School of Engineering
University of Valencia, C/ Doctor Moliner, 50, 46100-Burjassot, Valencia, Spain. (diego.ramirez@uv.es)
Abstract
In the present work a lineal temperature converter is analyzed to measure the temperature of plant
leaves in phytomonitoring systems. In order to accomplish low inertia and high sensibility, a thermistor
is used as the sensor. The converter consists of two logarithmic networks, an analogue integrating
block and a comparator circuit. The logarithmic converters provide two output voltages proportional to
environmental and plant leaves temperature, respectively. The resulting time is proportional to the
measured temperature without dependence of the environmental temperature. The proposed circuit
has a wide range of applications where it is required to measure temperature with high precision, high
sensibility and small response time, for example, in medical equipments and processes with high
temperature variation rates.
Keywords: Temperature measurement, thermistors, temperature/time conversion.
Introducción
La temperatura sigue siendo unas de las
magnitudes que con mayor frecuencia es
necesario medir en los procesos industriales, la
experimentación científica, la domótica, los
laboratorios docentes, la moderna tecnología de
fitomonitoreo en la agricultura de precisión y en
otras situaciones relacionadas con las
actividades diarias de la sociedad. En los
sistemas de fitomonitoreo para la medición de
temperatura en las hojas y frutos se necesita un
sensor con: muy baja inercia, un tamaño muy
pequeño que no interfiera en el desarrollo de los
órganos de la planta y con alta sensibilidad, se
supone que las diferencias de temperatura entre
el ambiente y los órganos de la planta sean
pequeñas.
En la actualidad hay una amplia variedad de
sensores, a los cuales cada día sus fabricantes
van mejorando sus prestaciones. Los avances
logrados en la fabricación de los termistores, le
permiten mostrar una serie de características,
como son: cada vez se logran termistores de
menor tamaño que permite colocarlo en lugares
donde es imposible pensar en una RTD, su alta
resistencia nominal permite que sea
prácticamente despreciable la influencia de la
resistencia de los conductores de unión, su alta
sensibilidad, baja constante térmica y bajo
costo, las que resultan necesarias en muchas
aplicaciones.
La alinealidad sigue siendo su principal
desventaja, en los circuitos acondicionadores de
señales se han utilizado diferentes métodos
para compensarla, uno de los métodos más
empleados para linealizar la respuesta de un
termistor es el basado en la conexión de éste
con una resistencia en paralelo. Este método
presenta un buen comportamiento en un
estrecho margen alrededor de la temperatura de
referencia. El error de la linealización es el
fundamental si se utilizan componentes que
tienen una buena estabilidad con la temperatura
y se mantiene estable la temperatura ambiente.
Es conocido el esquema que aparece en
[1], donde se estudian varias configuraciones
utilizadas en la medida de temperatura con
termistores. En los mismos se logra la
linealización de sus respuestas utilizando
resistencias en paralelo y/o en serie con el
termistor; las expresiones de la tensión de
salida de los circuitos se desarrollan por la serie
de Taylor. Con las resistencias en serie y/o en
paralelo con el termistor se ajusta de modo que
el término cuadrático de la serie se haga cero y
se considera que las influencias de los términos
superiores sean despreciables.
Son conocidos los esquemas que aparecen
en [2] y [3]. En el primero de ellos se analiza
una configuración para convertir temperatura en
tensión utilizando como convertidor primario un
termistor, al cual se le suministra la corriente
proveniente de una fuente de corriente. La
622

caída de tensión en el termistor es llevada a una
red logarítmica y la expresión de la tensión de
salida de la red logarítmica es desarrollada por
la serie de Taylor, buscándose la condición para
que el termino cuadrático se haga cero, lo que
se logra colocando una resistencia en paralelo
con el termistor. El segundo trabajo es similar al
primero, pero se propone una variante en la
fuente de corriente para mejorar su estabilidad.
Estos dos esquemas tienen los
inconvenientes de que la salida se considera
lineal al despreciar los términos superiores del
desarrollo de la serie de Taylor y la red
logarítmica es afectada por la temperatura
ambiente.
En el esquema del tercer artículo se
simplifica la fuente de corriente, además la red
logarítmica posee dos transistores en un mismo
encapsulado, lo que mejora sus características.
También utiliza un segundo termistor para
compensar la influencia de la temperatura
ambiente sobre la red logarítmica. Este
esquema tiene el mismo inconveniente que los
dos anteriores de no lograr una salida
completamente lineal ya que también hay que
buscar la condición para que el término
cuadrático se haga cero y despreciar los
términos superiores en la serie de Taylor.
Además la compensación de la influencia de la
temperatura ambiente no es completa, ya que
se ajusta el esquema para una temperatura
determinada y se busca que el error por la no
completa compensación alrededor de la
temperatura de ajuste sea muy pequeño.
En [4] y [5] se logra la conversión de
temperatura en tensión, al obtenerse una onda
cuadrada de frecuencia constante con la
duración de sus semiperiodos con dependencia
logarítmica con la temperatura. Esta onda
cuadrada pasa por un filtro paso-bajo
obteniéndose el valor medio de esta onda. La
expresión del valor medio se desarrolla en serie
de Taylor y se busca la condición para hacer
cero el término cuadrático y despreciar los
términos superiores.
Este esquema tiene el inconveniente de no
lograr una salida completamente lineal, ya que
se desprecian los términos superiores y además
hay que cumplir con alta precisión la condición
para poder lograr hacer cero el término de la
serie.
Hay una tendencia de desarrollo de
sensores inteligentes de bajo coste no
integrados, donde es frecuente utilizar la
estructura (sensor-acondicionador-
microcontrolador). En estos casos se busca
simplificar el circuito minimizando las líneas de
interconexiones entre los diferentes elementos
del sensor inteligente. Con la introducción de los
microcontroladores en los instrumentos y
sensores inteligentes, adquieren relevancia los
convertidores analógicos/digitales con salida en
frecuencia o tiempo. De esa forma se logra que
por una línea llegue al microcontrolador la señal
que contiene la información sobre la magnitud
medida sin sufrir pérdidas, facilitando el proceso
de medición al utilizar los timers/contadores
internos. La conversión a frecuencia, si se
trabaja en el margen de frecuencia adecuado,
permite atenuar la influencia de las
interferencias externas en el resultado final.
Ambos tipos de conversión facilitan el proceso
de transmisión de la información sin las
perjudiciales caídas de tensión en las líneas de
transmisión como sucede cuando hay
transmisión de señales analógicas de tensión.
Además es muy fácil lograr el aislamiento
galvánico entre la etapa de acondicionamiento y
las etapas de adquisición y procesamiento con
el empleo de optoacopladores o aisladores
digitales integrados de última generación.
En este sentido, han sido numerosos los
diseños encaminados a producir la conversión
de sensor a frecuencia o periodo y en particular
trabajando con sensores resistivos. En [6] se
describe un oscilador basado en la conversión
de la información procedente de un sensor
resistivo a frecuencia. Combina un puente de
Wheatstone con un oscilador de relajación
(integrador y comparador). Consigue una
relación lineal entre variación de resistencia y
de frecuencia a partir de una frecuencia de base
correspondiente al equilibrio del puente. El
retraso en los tiempos de respuesta del detector
de cruce por cero es una fuente de no linealidad
que ha de ser compensada. En [7] se presenta
un convertidor resistencia a periodo basado en
pseudopuente, integrador y comparador. La
variación del periodo T se realiza también sobre
un periodo de referencia To correspondiente al
equilibrio del puente. En este caso se dispone
de un solo sensor que además está puesto a
masa. Presenta la influencia de los retrasos y
desequilibrios asociados a los amplificadores
operacionales. En estos trabajos así como en
otros descritos se utiliza siempre sensores
(termorresistencias, sensores de presión, etc.)
lineales con la magnitud de interés a medir.
A continuación se presenta un método
novedoso de linealización para un convertidor
temperatura/tiempo en la medición de
temperatura utilizando termistores.
Fundamento teórico
La red logarítmica básica, parte de la
utilización de la característica exponencial que
presenta la relación entre la tensión y la
corriente en la unión semiconductora PN.
623

Considerando que la corriente que circula por la
unión es mucho mayor que la corriente inversa
de saturación se puede expresar la tensión de
acuerdo a la ecuación siguiente:
⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛
=
S
D
TD
I
I
VU ln (1)
donde UD es la caída de tensión en la unión
PN, DI la corriente que circula por la unión PN,
SI es la corriente inversa de saturación y TV la
tensión equivalente de la temperatura.
La figura 1 muestra el esquema del
amplificador logarítmico utilizando un diodo
semiconductor.
Figura 1. Amplificador logarítmico que utiliza un diodo
semiconductor.
Para la utilización práctica del circuito de la
figura, hay que considerar que:
La corriente inversa de saturación depende
de la temperatura, para una corriente DI
constante la corriente SI se duplica para un
incremento de 10 ºC.
La tensión equivalente de la temperatura se
determina como T
q
K
VT = siendo K la
constante de Boltzman , q la carga del electrón
y T la temperatura absoluta a la que se
encuentra el semiconductor.
Los fabricantes de amplificadores
logarítmicos comerciales, utilizan algunas
configuraciones que permiten compensar o
eliminar los inconvenientes detallados
anteriormente. En la figura 2 se muestra la
estructura básica del amplificador LOG112 de
Texas Instruments.
Figura. 2 Estructura básica del amplificador logarítmico LOG
112 de Texas Instruments.
La tensión de salida del circuito de la figura
se determina como sigue:
⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛
⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛
+=
2
1
1
2
log ln1
I
I
V
R
R
U T
(3)
Con esa estructura se elimina la
dependencia de la tensión de salida de la
corriente de saturación y de m, si en R2 se
utiliza una resistencia con coeficiente de
temperatura positivo se puede lograr una
compensación de la influencia de la temperatura
en VT dentro de cierto rango de variación de la
temperatura.
Convertidor temperatura/tiempo
La ecuación del termistor se puede escribir
de la forma siguiente:
( ) xT
B
xT eATR ⋅= (4)
Con
0
0
T
B
T
e
R
A = siendo 0TR la resistencia del
termistor a la temperatura 0T y B el coeficiente
del termistor.
El primer paso es la conversión
temperatura/tensión, para ello se coloca el
termistor en la realimentación de un
amplificador inversor con una tensión de
referencia constante en su entrada. Ello se logra
con un amplificador inversor de ganancia
unidad, y utilizando la tensión de referencia que
proporciona el amplificador logarítmico
integrado LOG112. De esta manera se
garantiza que por el termistor circule una
corriente constante como se muestra en la
figura 3.
( )
R
U
I
UU
D
Ds
0
2
=
−=
624

Figura 3. Convertidor temperatura tensión propuesto.
La tensión de salida del amplificador
inversor es conectada por medio de la
resistencia RB a la entrada 1I obteniéndose una
corriente que depende de la temperatura. Para
obtener una corriente 2I constante se toma la
tensión de referencia con el resistor RC.
Las expresiones de las corrientes son
c
ref
R
U
I =2 (5)
BA
T
B
ref
RR
AeU
I
x
=1 (6)
Al sustituir (5) y (6) en (3) y realizar los
desarrollos matemáticos necesarios se obtiene
que
x
T
BA
c
T
T
B
V
R
R
RR
AR
V
R
R
U ⎟
⎟
⎠
⎞
⎜
⎜
⎝
⎛
++⎟
⎟
⎠
⎞
⎜
⎜
⎝
⎛
⎟
⎟
⎠
⎞
⎜
⎜
⎝
⎛
+=
1
2
1
2
1log 1ln1 (7)
Al analizar la ecuación (7) se observa que
tiene una componente que no depende de la
temperatura sometida a medición, que se puede
eliminar si se logra cumplir con la condición
⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛
= 1
BA
c
RR
AR , aunque no es fácil de lograr de forma
práctica. Una solución es sumar a la ecuación
(7) una tensión de igual valor y polaridad
contraria a la tensión que se quiere eliminar.
Es necesario considerar que en ambos
términos de la ecuación (7) se encuentra TV , lo
que provoca que si hay variación de la
temperatura ambiente a pesar de la
compensación que se logra con R2 en el
LOG112 tiene influencia en ambos términos. Si
la tensión de compensación no depende de
TV no se logra una compensación total. Para
lograr la tensión de compensación se utiliza el
circuito mostrado en la figura 4 obteniéndose la
tensión
′
2logU .
⎟
⎟
⎠
⎞
⎜
⎜
⎝
⎛
⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛
+
⎟
⎟
⎠
⎞
⎜
⎜
⎝
⎛ +
=
′
e
f
T
g
hg
R
R
V
R
R
R
RR
U ln1
1
2
2log
(8)
Figura 4 .Circuito para obtener la tensión dependiente de la
temperatura ambiente.
La ganancia ajustable del amplificador no
inversor, permite variar
′
2logU
hasta lograr la
compensación, al lograr la condición:
⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛
⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛
+−=⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛
⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛
+
⎟
⎟
⎠
⎞
⎜
⎜
⎝
⎛ +
BA
c
T
e
f
T
g
hg
RR
RA
V
R
R
R
R
V
R
R
R
RR
ln1ln1
1
2
1
2 (9)
La tensión de salida para el circuito restador
de la figura 5 es
x
T
T
B
V
R
RR
U ⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛ +
=
1
21
1 (10)
Figura 5. Circuito restador.
Se ha logrado obtener una función que es
inversamente proporcional a la temperatura
sometida a medición, pero que sigue
dependiendo directamente de la temperatura
del circuito integrado. El inverso de esta
ecuación es función lineal de Tx, pero es
necesario compensar la dependencia de la
temperatura del integrado.
La tensión U1 se conecta a un integrador y
se integra durante un tiempo fijo, el tiempo es
controlado por medio de un circuito astable en
base al oscilador 555, la figura 6 muestra el
circuito para el integrador.
625

Figura 6. Integrador.
La tensión de salida en el integrador UInt,
durante el tiempo que no se encuentra en
cortocircuito el capacitor CInt se determina por la
ecuación
τ
t
T
B
V
R
RR
U
x
TInt ⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛ +
=
1
21
(11)
Si la tensión de salida del integrador se
compara con una tensión de referencia
constante, se obtiene un tiempo que depende
de la temperatura sometida a medición y la
temperatura del circuito integrado, pero si la
tensión de referencia también depende de la
temperatura del circuito integrado en la misma
forma que la salida del integrador, se elimina la
influencia en el tiempo resultante. Para ello se
utiliza como tensión de referencia la salida Ulog2
del circuito mostrado en la figura 4.
En el circuito de la figura 4 se tiene que:
⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛
⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛
+=
e
f
T
R
R
V
R
R
U ln1
1
2
2log (12)
La figura 7 muestra la carta de tiempo de
cómo se realiza el proceso de comparación
para obtener el tiempo tx.
Figura 7. Carta de tiempo del proceso de comparación para
obtener el tiempo tx.
Al igualar las ecuaciones (11) y (12):
x
e
f
x T
BR
R
t
τ
⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛
= ln . (13)
De esta forma se logra que la respuesta del
circuito solo sea una función lineal de la
temperatura sometida a medición.
Como xx TT ′+= 15.273 siendo xT′
la
temperatura sometida a medición en ºC
entonces:
( )x
e
f
x T
BR
R
t ′+⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛
= 15.273ln
τ
(14)
La ecuación (14) puede ser expresada de la
forma
( )xx Tftt ′+= 0 (15)
Donde
( ) x
e
f
x T
BR
R
Tf ′⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛
=′
τ
ln (16)
15.273ln0
BR
R
t
e
f τ
⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛
= (17)
A la vista de la ecuación (15), el tiempo tx
toma valores en un intervalo alrededor de to en
dependencia del valor y signo de T’x.
Diseño
En el diseño propuesto se ha utilizado un
termistor modelo 10K3A1B con temperatura
característica B=3892 K y resistencia 0TR
(25ºC)=10 kΩ de la firma Betatherm. El intervalo
de temperatura a medir es de 0 ºC 50 ºC. En el
diseño se trabaja con una corriente por el
termistor de 0,1 mA, suficientemente baja como
para despreciar el error por autocalentamiento
en el intervalo de temperaturas de interés.
Como tensión de referencia se utilizan los 2,5 V
que se encuentran integradas en el mismo
encapsulado del integrado LOG112. El primer
circuito LOG 112 se diseña con una corriente
constante de 10 μA, la corriente función de la
temperatura varía desde 10 μA hasta 90 μA.
Utilizando las ecuaciones (7) y (9) se
determinan los diferentes valores de los
resistores del circuito para obtener la tensión
dependiente de la temperatura ambiente de la
626

figura 4 y para el circuito restador de la figura 5.
La constante de tiempo del integrador se toma
de 5 ms y se logra una sensibilidad teórica de
0,016 ms/ ºC.
Las puertas lógicas se han implementado
con el circuito integrado modelo HEF4011 y los
interruptores controlados mediante el modelo
HEF4016. El comparador de tensión utilizado en
este caso ha sido el modelo LM311. Asimismo,
el oscilador astable deberá proveer en su
estado alto TH un tiempo mayor que el máximo
tiempo tx esperado en el intervalo de
temperaturas práctico. De esta forma se
asegura la comparación correcta de niveles de
tensión en el comparador LM311.
Simulación
Utilizando el paquete ORCAD 9.0 se realizó la
simulación del circuito propuesto para
comprobar el funcionamiento, para ello fue
necesario adicionar el macromodelo del
LOG112 a las librerías del paquete [8].
La figura 8 muestra el circuito simulado, la
tensión de salida corresponde con la ecuación
(10)
En la Tabla 1 se muestran los resultados de
la simulación del circuito, se aprecia que hay
una correspondencia lineal entre la temperatura
y el tiempo resultante tx, como predecían los
análisis teóricos.
En la Figura 9 se muestra el gráfico del
comportamiento del tiempo resultante,
realizándose el ajuste de la curva y la
determinación del coeficiente de correlación
lineal.
Tabla 1. Resultados de la simulación.
Tx
(ºC)
t
(ms)
Ajuste mejor
curva
( ms)
Error
(% )
0 4.0517 4.0525 -0.10
5 4.1330 4.1330 0.00
10 4.2133 4.2135 -0.02
15 4.2950 4.2940 0.12
20 4.3748 4.3745 0.04
25 4.4543 4.4550 -0.09
30 4.5358 4.5355 0.04
35 4,6172 4.6160 0.15
40 4.6970 4.6965 0.06
45 4.7762 4.7770 -0.10
50 4.8569 4.8575 -0.07
nTmt +⋅=
m=0.0161 ms/ºC,
n=4.0525 ms,
r=0.9999
Figura 8 .Esquema eléctrico del circuito simulado en el Orcad 9.0
627

y = 0,01610x + 4,05250
R2
= 0,99999
4,00
4,10
4,20
4,30
4,40
4,50
4,60
4,70
4,80
4,90
0 10 20 30 40 50
Temepratura (ºC)
Tiempo(mseg)
Figura 9. Comportamiento del tiempo resultante en el
circuito simulado.
Conclusiones
El método de linealización propuesto, a
diferencia de los utilizados anteriormente
permite:
Obtener una tensión que es una función
realmente lineal con la temperatura.
A pesar de utilizar amplificadores
logarítmicos, se logra eliminar completamente la
influencia de la temperatura ambiente en el
resultado de la medición.
La simulación realizada corrobora las
predicciones teóricas, evidenciando las ventajas
del método de linealización dinámica sobre los
métodos tradicionales.
Agradecimientos
Este trabajo ha sido posible gracias al
soporte financiero de los proyectos ENE2005-
08721-C04-03/ALT del Ministerio de Educación
y Ciencia de España y del Fondo Social
Europeo para el Desarrollo Regional y
ARVIV/2007/047 de la Generalitat Valenciana.
References
[1] M.B. Broughton. IEEE Transctions on
Instrumentation and Measurement , Vol IM 23, No. 1, pp
1 - 8 , March, 1974.
[2] Anwar A. Khan, R. Sengupta IEEE Transctions on
Instrumentation and Measurement Vol IM – 33, No.1 pp.
2-4, March, 1984.
[3] Anwar A. Khan, R. Sengupta IEEE Transctions on
Instrumentation and Measurement, Vol IM –334, No.1
,pp.101-102, March, 1985.
[4] Carlos Urbina Pacheco , IEEE Transactions on
Instrumentation and Measurement, Vol IM 34, No . 1 , pp
101-102, March, 1985.
[5] Anwar a. Khan , IEEE Transactions on
Instrumentation and Measurement , Vol IM 34 , No 4, pp
635 - 638 , December, 1985.
[6] K. Mochizuki, K. Watanabe, IEEE Transactions on
Instrumentation and Measurement, Vol. 45, No. 3,
pp.761-764, June 1996,.
[7] S. Kaliyugavaradan, IEEE Transactions on
Instrumentation and Measurement, Vol. 49, No. 1,
February 2000 ,
[8] Texas Instruments, Texas Instruments Application
Report SLOA070 , September 2001
628

C9 09-ib08

Más contenido relacionado

La actualidad más candente (20)

Similar a C9 09-ib08 (20)

Último (20)

C9 09-ib08