OpAms.pdf

El Amplificador Operacional ideal: Aplicaciones.
Pág. -1-
+
-
Z
v-
Vo
ANÁLISIS BÁSICO DE CIRCUITOS
CON AMPLIFICADORES OPERACIONALES
Prof. Gerardo Maestre González
Circuitos con realimentación negativa.
Realimentar un amplificador consiste en llevar parte de la señal de salida Vo a través de
un circuito de realimentación β hacia la entrada Vs. Si la señal realimentada se resta de la señal
de entrada tenemos realimentación negativa como se muestra en la figura 1(a), y si se suma,
tenemos realimentación positiva. En este tema todos los AO’s que analizamos son ideales y con
realimentación negativa, a los cuales se le aplica el cortocircuito virtual.
En los circuitos amplificadores con AO’s la realimentación negativa se lleva a efecto
conectando la salida de éste con su entrada inversora por medio de una impedancia “Z”, como se
muestra en la figura 1.
Amplificador
Circuito de Realimentación
(a)
(b)
Fig. 1 Realimentación negativa en un AO.

Pág. -2-
+
-
I2
R1
I1
R2
Vs
AO
+
Vo
-
1. El amplificador inversor de tensión con un AO ideal.
El amplificador inversor de tensión con un AO ideal es una aplicación típica de un
amplificador con realimentación negativa de tensión en paralelo.
IB
Vd
Fig. 2 Arquitectura del circuito amplificador inversor de tensión.
Como estamos considerando que el AO es ideal, debido al cortocircuito virtual, la
corriente de polarización IB = 0 y la tensión diferencial Vd = 0 valen cero.
Aplicando la Ley de las corrientes de Kirchhoff al nudo situado en la entrada inversora.
2
2
1 I
I
I
I B =
+
=
(1.4)
Debido a la unión virtual Vd = 0 y la tensión v+
= v-
= 0, por tanto:
2
0
1
0
R
Vo
R
Vs −
=
−
(1.5)
Manipulando la ecuación (1.5):
1
2
R
R
Vs
Vo
Avf −
=
= (1.6)
En decibelios: Avf
Avf dB
log
20
= dB.
Al parámetro Avf se le llama “Ganancia de lazo cerrado” o “Función de transferencia
de lazo cerrado”. De (1.6) tenemos:

Pág. -3-
Vs
Avf
Vo ×
=
No debe de confundirse la ganancia de lazo abierto Ad del AO con la ganancia de lazo
cerrado Avf del amplificador inversor de tensión.
El signo negativo de la ecuación (1.6) significa que la tensión de salida del amplificador
está desfasada 180º con respecto a la tensión de entrada para el caso de tensiones AC, o que tiene
una polaridad opuesta para el caso de tensiones DC).
La resistencia de salida del amplificador inversor es la del propio AO, que para el caso
ideal es:
La resistencia de entrada del amplificador inversor ideal es:
1
1
R
I
Vi
RIN =
=
Si en la ecuación [1.6] hacemos R1 = R2 = R, Avf = -1 y Vo = -Vs. El circuito resultante
recibe el nombre inversor de tensión, inversor o cambiador de signo, puesto la amplitud de la
señal de salida es igual a la amplitud de la señal de entrada pero cambiada de signo.
Ejemplo 1.1
Solución:
[a] El primer paso será pasar la ganancia de escala en decibelios a escala normal:
Avf
Avf log
2
log
20
40 =
⇒
=
( ) 100
2
log 1
=
= −
Avf
En el amplificador inversor:
100
1
2
−
=
−
=
R
R
Avf
1
100
2 R
R =
(1.7)
0
=
= O
OUT R
R
(a) Diseñar un amplificador inversor con una ganancia de 40 dB y una resistencia de entrada
de 5K
(b) ¿Entre que valores límites podría variar la ganancia de lazo cerrado del amplificador si las
resistencias tienen una tolerancia de ± 5 %?

Pág. -4-
+
-
500 K
R1
5 K
R2
Vs Vo
Como la resistencia de entrada es RIN = 5K, y en un amplificador inversor RIN = R1
=5K, sustituyendo R1 en (1.7) tenemos:
R2 = 100×5 = 500K
El circuito diseñado será:
[b] Como 5% (5 K) = 0.25 K
5% (500 K) = 25 K
Tenemos:
R1max = 5 + 0.25 = 5.25 K
R1min = 5 – 0.25 = 4.75 K
R2max = 500 + 25 = 525 K
R2min = 500 - 25 = 475 K
Por tanto:
53
,
110
75
.
4
525
1
2
min
max
max
=
=
=
R
R
Avf
48
,
90
25
,
5
475
1
2
max
min
min
=
=
=
R
R
Avf
La ganancia en lazo cerrado del amplificador diseñado, en valor absoluto, puede
oscilar entre 110,53 y 90,48, es decir:
53
,
110
48
,
90 ≤
≤ Avf

Pág. -5-
Ejemplo 1.2
Solución:
La ganancia de lazo cerrado del amplificador será:
1
2
5
R
R
Avf −
=
−
=
R2 = 5R1
(1.8)
(1.8) es una ecuación con dos incógnitas, y para resolverla, tendremos que fijar el valor
de una de ellas y después despejar el valor de la otra. Por ejemplo:
R1 = 10 K
R2 = 5×10 = 50 K
El circuito diseñado será;
+
-
50 K
R1
10 K
K
R2
Vs Vo
[b] Vo = Avf×Vs = -5x0.1 sen 2000π t = 0.5 sen 2000π t
El signo menos significa que existe un desfase de 180º entre la señal de salida Vo y la
señal de entrada Vs,
[a ] Diseñar un amplificador inversor con una función de transferencia Avf = -5.
[b] Suponiendo que la señal de entrada es Vs = 0.1 sen 2000π t, dibujar superpuestas la
señal de entrada Vs y la señal de salida Vo del amplificador.

Pág. -6-
Calculamos el periodo de la tensión de entrada y el de la tensión de salida.
Hz
f
f 3
10
2
2000
2
2 =
=
=
⇒
=
π
π
π
ω
π
ω
msg
sg
f
T 1
10
10
1
1 3
3
=
=
=
= −
En la figura siguiente se representan las formas de ondas de las señales Vs y de Vo.
Vo
0.5
t (ms)
1 msg
Vs
- 0.5

Pág. -7-
R F
R 1
+
-
R n
R 2
V o
-
+
V 1
V 2
V n
I 1
I 2
I n
I F
.
.
.
2. Amplificadores sumadores inversores.
El amplificador sumador inversor es una aplicación del amplificador inversor de
tensión. En la figura se muestra un amplificador sumador con “n” entradas.
x
Amplificador sumador inversor.
Aplicando la ley de las corrientes de Kirchhoff al nudo “x”, y teniendo en cuenta el
cortocircuito virtual del AO ideal:
IF
In
I
I =
+
+
+ ........
2
1
Sustituyendo cada corriente por su valor:
RF
Vo
Rn
Vn
R
V
R
V −
=
+
+
+ .........
2
2
1
1
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
+
+
−
= Vn
Rn
RF
V
R
RF
V
R
RF
Vo ......
2
2
1
1
El voltaje de salida de un amplificador sumador inversor es igual a la suma, cambiada
de signo, de los voltajes de entrada, afectadas cada una de ellas de un factor de amplificación
diferente.
Para el caso de que R1 = R2 = ..........= Rn = R
( )
Vn
V
V
R
RF
Vo +
+
+
−
= .....
2
1
El voltaje de salida es igual a la suma, cambiada de signo, de los voltajes de entrada,
afectada por un solo factor de amplificación .
Para el caso de que R1 = R2 = ..........= Rn = RF = R
( )
Vn
V
V
Vo +
+
+
−
= .......
2
1
En esta situación el circuito se convierte en un sumador inversor, puesto que en la
salida aparece la suma de todas las tensiones de entrada cambiada de signo.

Pág. -8-
Diseñar una calculadora analógica que realice la siguiente operación:
x= 4(a + 1.5b + 2c)
Suponer que el valor mínimo de todas las resistencias de entrada es 45 K
360 K
9O k
+
-
45 K
60 K
+
-
6
10 K
10 K
a
b
c
Vo
Ejemplo
Solución:
Para establecer comparaciones, manipulamos la ecuación del enunciado.
( )
[ ]
c
b
a
x 8
6
4 +
+
−
−
=
El signo menos que aparece en el exterior de los corchetes lo obtenemos con un circuito
inversor, y la ecuación encerrada entre corchetes la conseguimos con un amplificador inversor
sumador, cuya ecuación de salida es:
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
+
+
−
= Vn
Rn
RF
V
R
RF
V
R
RF
Vo ......
2
2
1
1
Comparando las dos ecuaciones anteriores:
4
1
=
R
RF
; 6
2
=
R
RF
; 8
3
=
R
RF
El valor más pequeño de las resistencias de entrada es R3
Elegimos R3 = 45 K
Luego RF = 8R3 = 8 ×45 = 360 K
K
R 90
4
360
1 =
=
K
R 60
6
360
2 =
=
Se observa que un mismo diseño puede tener más de una solución. El circuito diseñado
es:

Pág. -9-
3. Convertidor de tensión a corriente con carga flotante.
La Fig. muestra el circuito convertidor de tensión a corriente, en el cual se observa que
la impedancia ZL es una carga flotante, pues ninguno de sus dos terminales va conectado a la
masa del circuito.
Convertidor de tensión a corriente con carga flotante.
Una condición exigible a cualquier convertidor de tensión a corriente es que la corriete
IL generada en la carga ZL sea independiente del valor de dicha carga.
Aplicando la ley de las corrientes de Kirchhoff:
IL
R
Vs
IL
I
=
=
1
1
Vs
R
IL ×
=
1
1
(1.9)
La corriente en la carga flotante IL es directamente proporcional a la tensión de entrada
Vs, con una constante de proporcionalidad 1/R1. En la ecuación (1.9) se observa que el valor de
la corriente en la carga IL es independiente del valor de la impedancia de la carga ZL.
En el circuito convertidor de tensión a corriente, si el valor de la carga ZL es demasiado
grande se presenta un problema. Debido a la gran caida de tensión en la impedancia ZL, la salida
del AO se saturará y el convertidor de tensión a corriente ya no se comportará como tal.
+
-
R1
Vs
ZL
I1
IL

Pág. -10-
En el circuito de la figura siguiente hallar el valor máximo que puede tener ZL para el caso de que
Vs sea igual a 7 volt.
Ejemplo
Solución:
En la figura siguiente se muestra la gráfica correspondiente a la función de transferencia
de un AO. En dicha figura se observa que el voltaje en su salida del AO no supera unos valores
máximos llamados voltajes de saturación (+Vsat y –Vsat). Estos voltajes suelen ser del orden de
un voltio inferior a los voltajes de las fuentes de alimentación.
En este caso, como el valor de las fuentes de alimentación es +Vcc = 15 V y –Vcc = -15
V se toma +Vsat = 14 V y –Vsat = -14 V. Tambien se expresa como Vsat = ± 14 V.
Como en el convertidor de tensión a corriente:
Vs
R
Z
Vo L
×
−
=
1
En valor absoluto:
Vs
R
Z
Vo ×
=
1
(1.10)
+
-
R1=10 K
Vo
ZL
s
+Vcc=15 V
-Vcc=- 15V

Pág. -11-
Vo
+Vcc
+Vsat
Vs
- Vsat
-Vcc
Para │Vo│max = Vsat = 14 V, despejamos el valor ZL(max) de la ecuación (1.10):
K
Vs
Vsat
R
ZL 20
7
14
10
1
max =
×
=
×
=

Pág. -12-
R1
+
-
R3
R4
R2
Vs
I1
ZL
I3
I4
I2 IL
Va
Va
Vx
Vy
ZL
IL
Va ×
=
⎪
⎭
⎪
⎬
⎫
3.1. Convertidor de tensión a corriente con carga conectada a masa.
En la Fig. 1.16 se muestra el circuito convertidor de tensión a corriente con carga
conectada a masa. Observar como ZL lleva uno de sus terminales conectados a la masa del
circuito.
Debido al cortocircuito virtual tenemos:
Va
Vy =
(1.11)
Convertidor de tensión a corriente con carga conectada a masa.
Aplicando la ley de las corrientes de Kirchhoff al nudo correspondiente a la entrada
inversora:
3
1
3
1
R
Vx
Va
R
Va
Vs
I
I
−
=
−
=
(1.12)
Multiplicando (1.12) por R3:
Vx
Va
Va
R
R
Vs
R
R
−
=
−
1
3
1
3

Pág. -13-
Va
Va
R
R
Vs
R
R
Vx +
+
−
=
1
3
1
3
Vs
R
R
Va
R
R
Vx
1
3
1
3
1 −
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
= (1.13)
Aplicando la ley de las corrientes de Kirchhoff al nudo que una R4 con R2 y con ZL:
2
4
2
4
R
Va
ZL
Va
R
Va
Vx
I
IL
I
+
=
−
+
=
(1.14)
Multiplicando (1.14) por R4:
Va
R
R
Va
Zl
R
Va
Vx
2
4
4
+
=
−
Va
ZL
R
R
R
Va
Va
R
R
Va
ZL
R
Vx ⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
+
=
+
+
=
4
2
4
1
2
4
4
(1.15)
Igualando (1.13) y (1.15) tenemos:
Va
ZL
R
R
R
Vs
R
R
Va
R
R
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
+
=
−
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
4
2
4
1
1
3
1
3
1 (1.16)
Manipulando (1.16)
Vs
R
R
Va
ZL
R
R
R
R
R
1
3
4
2
4
1
1
3
1 =
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
−
−
−
+
Sustituyendo Va = IL×ZL:
Vs
R
R
IL
R
R
Zl
R
R
Zl
R
1
3
4
2
4
1
3
=
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
−
×
−
×
Dividiendo por R4:
Vs
R
R
R
IL
R
R
Zl
R
R
R
Zl
R
4
1
3
1
4
2
4
4
1
3
×
=
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
−
×
×
−
×
×
(1.17)
Para que la corriente IL no dependa de ZL ha de cumplirse en la ecuación (1.17) que:
2
4
1
3
0
4
2
4
4
1
3
R
R
R
R
R
R
Zl
R
R
R
Zl
R
=
=
×
×
−
×
×

Pág. -14-
+ -
C
V1 V2
Ic
Esta condición puede cumplirse con R3 = R4 y R1 = R2. Sustituyendo estos valores en
(1.17):
Vs
R
IL
Vs
R
R
R
IL
2
1
4
1
4
−
=
×
=
−
La corriente en la carga IL es directamente proporcional a la tensión de entrada Vs, cuya
constante de proporcionalidad es 1/R2, y es independiente de la impedancia de la carga ZL.
4. El circuito integrador inversor.
El circuito integrador mostrado en la figura siguiente proporciona en su salida una
tensión Vo que es proporcional a la integral de la señal de entrada Vs.
Según la Teoría de Circuitos, en el condensador se cumple que:
Corriente que circula por un condensador.
Esquema del circuito integrador.
Teniendo en cuenta el cortocircuito virtual, y aplicando la ley de las corrientes de
Kirchhoff al nudo correspondiente a la entrada inversora tenemos:
( )
dt
Vo
d
C
R
Vi
I
I C
R
−
=
=
R
C
+
-
Vi
Vo
IR
IC
( )
dt
V
V
d
C
Ic
2
1−
=

Pág. -15-
Despejando:
( ) Vidt
CR
Vo
d
1
=
−
Integrando entre el instante inicial t0 y el instante t , y teniendo en cuenta que la tensión
de salida en el instante inicial es V0(t0):
∫
−
+
−
=
to
t
to
Vo
Vidt
RC
Vo
0
)
(
1
Si aparece alguna tensión continua “Vi = V” en la entrada del integrador, y suponiendo
que
en el instante inicial t0 = 0, V0(t0) = 0.
∫ ×
−
=
−
=
t
t
V
RC
Vdt
RC
Vo
0
1
1
El voltaje de salida es una ecuación de la forma y = -mx, correspondiente a una recta
con pendiente negativa m = -V/RC. Esto significa que el voltaje de salida del integrador irá
disminuyendo desde cero hasta alcanzar la saturación negativa –VSAT al cabo de un tiempo tSAT.
Esto se observa en la siguiente figura.
V
RCV
t SAT
SAT =
Vo
TSAT t (sg)
VSAT
Saturación en la salida del Integrador.
Para evitar que ante la aparición de cualquier tensión continua (p.e. imperfecciones del
AO) en la entrada del Integrador lleve su salida a saturación, se coloca una resistencia RC en
paralelo con el condensador para limitar la ganancia en CC a –RC/R. En la práctica el valor que
se toma para RC es:
C
f
R
s
C
π
2
10
≥
Siendo fs la frecuencia de la señal de entrada del integrador. La aplicación principal del
circuito integrador es convertir ondas rectangulares en ondas triangulares.

Pág. -16-
Los parámetros de un circuito integrador son: C = 0.1 uF, RC = 1 K , VSAT = ± 10 volt. y
V0(t0) = 0 volt. Trazar la forma de onda del voltaje de salida, suponiendo que la forma de onda de
la tensión de entrada Vs es la mostrada en la figura siguiente. El valor pico de Vs es 2 v.
Ejercicio
2
t (ms)
- 2
Solución:
Aplicaremos la ecuación del voltaje de salida del integrador a cada uno de los tramos
de la onda de entrada:
∫
−
+
−
=
to
t
to
Vo
Vsdt
RC
Vo
0
)
(
1
[a]
Primeramente deducimos el valor de:
sg
RC
sg
RC
4
4
7
3
10
1
10
10
10
=
=
×
= −
−
(1) Para 0 ≤ t ≤ 1ms
⎩
⎨
⎧
=
=
0
)
(
0
to
Vo
to
∫ ×
−
=
−
=
t
t
dt
Vo
0
3
4
10
20
2
10
⎩
⎨
⎧
=
=
=
⇒
=
−
V
t
Vo
t
20
10
0
0
3

Pág. -17-
Es la ecuación de una recta que parte de 0 volt. para t = 0 y termina en -20 volt. para
t=10-3 sg
. No es posible alcanzar los -20 volt en la salida del integrador, puesto que este se
satura a –10 volt. El tiempo requerido para alcanzar los –10 volt es:
ms
sg
Vi
RCV
t SAT
SAT 5
.
0
10
5
.
0
2
10
10 3
4
=
×
=
×
=
= −
−
Ver figura siguiente.
10
Vo
0 0.5 1 2 3 4 5 t (ms)
- 10
(2) Para 1 ≤ t ≤ 2ms
⎩
⎨
⎧
−
=
= −
V
to
Vo
sg
to
10
)
(
10 3
10
)
10
(
10
20
10
2
10 3
3
10
0
4
3
−
−
×
=
−
−
−
= −
−
∫
−
t
dt
Vo
t
⎪
⎩
⎪
⎨
⎧
=
⇒
×
=
=
⇒
=
−
−
V
Vo
t
Vo
t
10
10
2
0
10
3
3
Es la ecuación de una recta que parte de -10 volt. para t = 1 ms y termina en 10 volt.
para t=2 ms.
(3)Para 2 ≤ t ≤ 3 ms
⎩
⎨
⎧
=
×
= −
V
to
Vo
sg
to
10
)
(
10
2 3
10
)
10
2
(
10
20
10
2
10 3
3
10
2
0
4
3
+
×
−
×
−
=
+
−
= −
×
−
∫
−
t
dt
Vo
t
⎪
⎩
⎪
⎨
⎧
−
=
⇒
×
=
=
⇒
×
=
−
−
V
Vo
t
V
Vo
t
10
10
3
10
10
2
3
3

Pág. -18-
+
-
Ii = 0
R1
Vs
R2
Vx
I2
I1
Vo
Es la ecuación de una recta que parte de 10 volt. pata t = 2 ms y termina en -10 volt.
para t=3 ms. Ver figura anterior.
(4) Para 3 ≤ t ≤ 4ms
⎩
⎨
⎧
−
=
×
= −
V
Vo
sg
to
10
10
3 3
10
)
10
3
(
10
20
10
2
10 3
10
3
0
3
4
3
.
−
×
−
×
=
+
−
−
= −
×
−
∫ t
dt
Vo
t
{
⎪
⎩
⎪
⎨
⎧
=
⇒
×
=
−
=
⇒
×
=
−
−
V
Vo
t
V
Vo
t
10
10
4
10
10
3
3
3
Es la ecuación de una recta que parte de 10 volt. pata t = 2 ms y termina en -10 volt.
para t=3 ms. Ver figura anterior
Es evidente que a partir de 3 ms la forma de onda de salida se repite.
5. Amplificador no inversor de tensión con un AO ideal.
Circuito amplificador no inversor con un AO.
2
1
2
1
R
Vs
Vo
R
Vs
I
I
Vx
Vs
−
=
=
=
Multiplicando la ecuación anterior por R2:
Vs
Vo
Vs
R
R
−
=
1
2
Vs
Avf
Vs
R
R
Vo ×
=
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
=
1
2
1

Pág. -19-
El Circuito integrado MC1403 cuyo diagrama de bloques se muestra a continuación
MC1403 Vo = 2.5 V
Vcc
produce en su salida una tensión de 2.5 V extremadamente precisa y estable, para un
rango de tensión de alimentación muy amplio, concretamente entre 5 y 40 V. Se pide
diseñar un circuito, basado en el MC1403, que proporcione en su salida una tensión de
referencia de + 10 V.
∞
=
=
=
0
Vi
Ii
Vi
RIN
1
3
2
1
2
3
4
1
2
1
R
R
R
R
R
R
Avf
=
=
=
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
=
Por tanto, la ecuación de la función de transferencia o ganancia de lazo cerrado del
amplificador no inversor será:
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
=
=
1
2
1
R
R
Vs
Vo
Avf
Observaciones;
• La ganancia de lazo cerrado del amplificador no inversor siempre es mayor
que la unidad.
• En dicha ganancia no aparece el signo menos delante de ella, con lo cual, en
este amplificador no se produce ningún cambio de ángulo de fase entre la
salida y la entrada.
• La resistencia de salida del amplificador no inversor es la del AO, ROUT = 0.
• La resistencia de entrada es infinita RIN = ∞.
Ejercicio
Solución:
Tenemos que amplificar los 2.5 V. que hay en la salida del MC1403 hasta 10 V.
Utilizaremos un amplificador con una ganancia:
4
5
.
2
10
=
=
Avf
Como dicha ganancia no va afectada del signo menos, diseñaremos un amplificador no
inversor de tensión, en el cual:

Pág. -20-
Para resolver esta ecuación con dos incógnitas, fijaremos el valor de R1 = 10 K, y
obtendremos el valor de R2 = 30 K.
2.5 V +
-
30 K
10 K
MC1403
+Vcc
-Vcc
Vo

Pág. -21-
+
-
Vo
Vs
6. El seguidor de tensión con un AO, Separador o Buffer
Si en un amplificador de tensión no inversor hacemos la resistencia R2 = 0, nos queda:
0
1
1
0
1
=
∞
=
=
⇒
=
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
=
OUT
IN
R
R
Vs
Vo
R
Avf
Vo = Vs implica que el valor de la tensión de salida sigue en valor a la tensión de
entrada.
Amplificador de tensión no inversor con R2 = 0.
Como en este circuito la ganancia de lazo cerrado Avf = 1 no depende para nada de R1,
podemos eliminarla, y así obtenemos el siguiente circuito seguidor.
Circuito del seguidor de tensión.
En la figura se muestra el modelo eléctrico del seguidor de tensión.
A primera vista parece que el seguidor de tensión, al tener una ganancia en lazo cerrado
unitaria, no tendría ningún interés desde el punto de vista electrónico. Sin embargo, el hecho de
tener una corriente de entrada cero (Is = 0), nos permite acoplar una fuente de tensión con
resistencia de entrada relativamente elevada a una carga con resistencia relativamente baja, sin
que se produzca el efecto de carga. Se dice que el seguidor de tensión produce un aislamiento
+
-
Vo
R1
R2 = 0
Vs

Pág. -22-
(a) Estudiar el efecto que se produce en los bornes de una fuente de tensión de 48 V
con una resistencia interna de salida de 500 Ω, cuando se conecta a una carga de
1.9 K.
(b) ¿ Qué ocurre cuando entre la fuente d tensión y la carga se conecta un seguidor de
tensión?.
eléctrico entre la fuente y la carga. Por este motivo al seguidor de tensión también se la llama
separador o buffer.
Modelo del seguidor de tensión.
Ejercicio
Solución.
En la figura siguiente se muestra el esquema de conexiones y el circuito electrónico
correspondiente a las especificaciones del enunciado.
Carga
1.9 K
+
Vo
-
+ -
48 V
Vi
Is = 0
+
-
-
+
1xVi
V0 = Vi

Pág. -23-
+
-
0.5 K
1.9 k
48 V
Vx
+
VL = 48 V
_
(a) Si no conectamos la carga, entre los extremos de la fuente hay V0 = 48 V.
Al conectar la carga se cierra el circuito y por la malla pasa una corriente de:
( )
mA
I 20
9
.
1
5
.
0
48
=
+
=
La tensión que aparece en este caso en los extremos de la fuente es la misma que existe
en los extremos de la carga de 1K9, es decir:
V
I
VAB 38
9
.
1
20
9
.
1 =
×
=
×
=
El efecto de carga hace que la tensión en los extremos de la fuente se reduzca 10 V.
(b) Si conectamos un seguidor de tensión entre la fuente y la carga, como se muestra
en la figura siguiente, no se produce el efecto de carga:
+
Vo
-
Tensión
I
48 V
Fuente de
0.5 K
Carga
1.9 K
0

Pág. -24-
+
-
Vx
R2
R1
R4
R3
Vo
V2
V1
Debido al cortocircuito virtual del AO, por su entrada no inversora no fluye corriente,
y por tanto Vx = 48 V. Por otro lado, como en un seguidor de tensión el voltaje de salida es
igual al voltaje de entrada, en los extremos de la carga tendremos 48 V.
7. El amplificador diferencial.
Recordemos que un amplificador diferencial real el voltaje de salida es:
( ) Vc
Ac
Vd
Ad
Vo
V
V
Ac
V
V
Ad
Vo ×
+
×
=
⇒
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛ +
+
−
=
2
2
1
2
1 (1.18)
Lo exigible a un amplificador diferencial ideal es que solo amplifique la diferencia entre
las tensiones existentes en sus dos terminales de entrada, y rechace las tensiones comunes a
dichos terminales, es decir:
( ) Vd
Ad
V
V
Ad
Vo ×
=
−
= 2
1
0
2
2
1
=
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛ +V
V
Ac
Esto implica que la ganancia de modo común debe de ser cero Ac = 0.
La figura muestra el circuito del amplificador diferencial basado en un AO.
Circuito amplificador diferencial con AO ideal.
Para analizar el amplificador de la figura, aplicaremos el teorema de la superposición a
las entradas V1 y V2:
[a] Si en la Fig. (1.20) hacemos V2 = 0 V nos queda un amplificador no inversor de
tensión cuya entrada es Vx:
En el circuito de la figura siguiente el valor de Vx es:

Pág. -25-
+
-
R1
R3
R2
R4
Vo2
Vx
V2
1
4
3
4
V
R
R
R
Vx
+
=
y el valor de la salida Vo1 es:
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
=
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
= 1
4
3
4
1
2
1
1
2
1
1 V
R
R
R
R
R
Vx
R
R
Vo
[b] Si hacemos V1 = 0 V nos queda el circuito de la siguiente figura, el cual se ve
claramente que es un amplificador inversor de tensión.
Debido al cortocircuito virtual del AO de la figura, por las resistencias R4 y R3 no pasa
corriente, y la tensión Vx = 0. Por tanto:
+
-
R1
R3
R2
R4
V1
Vo1
Vx

Pág. -26-
)
2
1
2
1
1
2
1
1
2
1
2
1 V
R
R
V
R
R
R
R
R
R
Vo −
⎟
⎟
⎟
⎟
⎠
⎞
⎜
⎜
⎜
⎜
⎝
⎛
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
=
2
1
2
2 V
R
R
Vo −
=
Superponiendo Vo1 y Vo2, tenemos que la salida del circuito amplificador diferencial
de tensión de la Fig. 1.20 es:
2
1
2
1
4
3
4
1
2
1
2
1 V
R
R
V
R
R
R
R
R
Vo
Vo
Vo −
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
=
+
= (1.19)
Dividiendo el segundo paréntesis de la ecuación (1.19) por R3:
2
1
2
1
3
2
1
3
4
V
R
R
V
R
R
R
R
−
⎟
⎟
⎟
⎟
⎠
⎞
⎜
⎜
⎜
⎜
⎝
⎛
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
=
R1
R2
1
Vo (1-20)
Si hacemos: R4 = R2
R3 = R1
La ecuación (1.20) queda de la forma:
( )
2
1
1
2
0 V
V
R
R
V −
= (1.21)
Comparando [1.18] con [1.21] podemos afirmar, para el caso de que se cumpla de
forma severa las condiciones R4 = R2 y R3 = R1, que el amplificador diferencial se comporta de
forma ideal, en el cual:
• Ad =
1
2
R
R
• Ac = 0
• ROUT = 0
• RIN = 2R1

Pág. -27-
El amplificador diferencial con AO de la Figura presenta varios inconvenientes:
♦ Para que no se amplifiquen las señales de modo común, ha de cumplirse de forma
rígida las igualdades R4 = R2 y R3 = R1.
♦ Para poder controlar la ganancia diferencial
1
2
R
R
es necesario variar el valor de dos
resistencias al mismo tiempo.
♦ Las impedancias de entrada diferencial es 2R1. Esto trae como consecuencias dos
problemas. El primero es que produce efecto de carga sobre la etapa anterior, y el
segundo es que para obtener grandes ganancias el valor práctico que se obtiene para
la resistencia R2 es excesivo.
Ejercicio
Solución:
Por definición la relación de rechazo de modo común en dB es:
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
=
Ac
Ad
CMRR dB log
20
Necesitamos conocer los valores de Ad y Ac. Como en este caso R4 ≠ R3 y R2 ≠ R1
tendremos que aplicar la formula:
2
1
2
1
3
4
1
3
4
1
2
1 V
R
R
V
R
R
R
R
R
R
Vo −
⎟
⎟
⎟
⎟
⎠
⎞
⎜
⎜
⎜
⎜
⎝
⎛
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
=
Dado el circuito de la figura siguiente calcular la relación de rechazo de modo común CMRR
en decibelios.
+
-
R1=4.7 K
R3=3.9 K
R2=47 K
R4=42.9 K
Vo
V2
V1

Pág. -28-
11
9
.
3
9
.
42
3
4
10
7
.
4
47
1
2
=
=
=
=
R
R
R
R
Sustituyendo estos valores en la ecuación anterior:
( ) 2
10
1
083
.
10
2
10
1
11
1
11
10
1 V
V
V
V
Vo −
=
−
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
+
= (1.22)
Teniendo en cuenta que en un amplificador operacional:
2
1 V
V
Vd −
= (1.23)
2
1
2
2
2
1
V
V
Vc
V
V
Vc +
=
⇒
+
= (1.24)
Sumando las ecuaciones (1.23) y (1.24):
1
2
2 V
Vc
Vd =
+
2
1
Vd
Vc
V +
=
Restando (1.23) de (1.24):
2
2
2 V
Vd
Vc =
−
2
2
Vd
Vc
V −
=
Sustituyendo V1 y V2 en la ecuación (1.22):
Vc
Vd
Vd
Vc
Vd
Vc
Vo 083
.
0
04
.
10
2
10
2
083
.
10 +
=
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
−
−
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
=
Si comparamos esta ultima ecuación con la ecuación de un amplificador real:
Ac
Ac
Vd
Ad
Vo ×
+
×
=
Tenemos que Ad = 10.04 y Ac = 0.083, con lo cual:
dB
CMRR dB 65
.
41
083
.
0
04
.
10
log
20 =
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
=

Pág. -29-
8. El amplificador de instrumentación con AO’s.
El circuito del amplificador de instrumentación se muestra en la figura siguiente. Como
se observa, éste es un amplificador diferencial que consta de dos etapas, una etapa de entrada
formada por dos amplificadores no inversores, “AO1 y “AO2” y una etapa de salida “AO3” que
es un amplificador diferencial.
El amplificador de instrumentación resuelve todos los inconvenientes que presenta el
amplificador diferencial analizado anteriormente.
Debido al cortocircuito virtual de los AO1 y AO2 tenemos:
R
V
V
I
2
1−
=
-
+
Arquitectura del circuito Amplificador de Instrumentación.
Por otro lado:
Rf
R
a
V
a
V
I
2
2
1
+
−
=
Despejando:
+
-
Vo
+
-
V2
+ -
AO1
+
-
V1
+
-
R1
V2a
R1
V1a
R2
RF
RF
AO2
R2
AO3
R I

Pág. -30-
( )
Rf
R
I
a
V
a
V 2
2
1 +
=
−
Sustituyendo el valor de la corriente I:
( ) ( )
2
1
2
1
2
2
1
2
1 V
V
R
Rf
Rf
R
R
V
V
a
V
a
V −
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
=
+
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛ −
=
− (1.25)
Según la ecuación (1.25), la salida de la primera etapa solo contiene tensión diferencial
(V1 – V2) amplificada y no contiene tensiones de modo común
( )
a
V
a
V
R
R
Vo 2
1
1
2
−
= (1.26)
Sustituyendo (1.25) en (1.26):
( )
2
1
2
1
1
2
V
V
R
RF
R
R
Vo −
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
=
Conclusiones:
● Al no existir tensiones de modo común en la entrada de la segunda etapa del
amplificador de instrumentación, los valores de las resistencias R1 y R2 ya no son
críticos.
● La ganancia total del amplificador la controlamos solamente con una resistencia R.
● La impedancia de entrada es infinita, por lo que no se produce el efecto de carga.
● Puesto que la ganancia del amplificador de instrumentación es:
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
=
R
RF
R
R
Ad
2
1
1
2
se pueden obtener grandes ganancias con valores normales de resistencias.
Los amplificadores de instrumentación se pueden adquirir encapsulados en circuitos
integrados. Es este caso todos los componentes del amplificador se encuentran dentro del chip,
menos la resistencia R que es externa y se utiliza para controlar la ganancia de lazo cerrado del
amplificador. Un ejemplo de amplificador de instrumentación integrado es el AD620, cuya hoja
de características ofrece la ecuación para su ganancia de tensión:
1
4
,
49
+
=
R
K
Avf
Normalmente estos amplificadores tienen típicamente una ganancia de tensión ajustable
entre 1 y 1000, y una resistencia de entrada superior a los 100 MΩ.

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