4 lineas1

Electromagnetismo - 2002 225
Departamento de Física – Facultad de Ingeniería – Universidad de Buenos Aires – www.fi.uba.ar
4 – Líneas de Transmisión 1
• En este capítulo introducimos las nociones básicas de la propagación de ondas por
líneas de transmisión.
• Las líneas de transmisión son estructuras de guiado de energía cuyas dimensiones,
salvo una, son pequeñas frente a la longitud de onda de los campos electromagné-
ticos. Es posible considerar a la línea como una sucesión de cuadripolos de tama-
ño infinitesimal en cascada. Para cada cuadripolo entonces se puede aplicar la
aproximación cuasi-estática. Esta descripción circuital se conoce como de pará-
metros distribuidos.
• En el caso de las líneas ideales no existen pérdidas de energía y el cuadripolo
exhibe solamente elementos reactivos. Resultan ecuaciones de onda para tensión y
corriente a lo largo de la línea, que queda definida por dos parámetros: la veloci-
dad de propagación de las ondas y la impedancia característica, que da la rela-
ción entre las ondas de tensión y de corriente de una onda progresiva.
• En el caso de las líneas reales se incorporan las pérdidas en los conductores y en
el dieléctrico. Esto lleva, en el caso de ondas armónicas, a una constante de pro-
pagación compleja – que indica la propagación con atenuación – y a una impe-
dancia característica compleja. En la práctica son de interés las líneas de bajas
pérdidas.
• Se presenta una descripción de líneas de uso común en la técnica, entre ellas las
líneas de cinta o de par trenzado.
• Una línea cargada generalmente presenta reflexión de potencia, y en el caso ideal,
ondas estacionarias.
• En general, modificando la impedancias de carga y la longitud de la líena es posi-
ble obtener cualquier impedancia de entrada, lo que permite usar a las líneas co-
mo elementos de circuito.
• Para líneas de transmisión de energía o información, la reflexión de potencia es
habitualmente perjudicial, y está acompañada de sobretensiones y sobrecorrientes
en la línea que pueden dañarla. El parámetro que define usualmente la importan-
cia de la reflexión es la relación de onda estacionaria (ROE).
• Se presenta un coeficiente de reflexión generalizado que da la relación de la ten-
sión de la onda regresiva y la tensión de la onda incidente en cualquier punto de la
línea.
• En el Apéndice 5 se da una muy breve introducción al comportamiento de ondas en
una dimensión.

Guías de ondas y líneas de transmisión
Una guía de ondas es un dispositivo que se usa para transportar energía electro-
magnética y/o información de un sitio a otro. Generalmente se usa el término línea
de transmisión a la guía de ondas usada en el extremo de menor frecuencia del
espectro. A estas frecuencias es posible utilizar un análisis cuasiestático. Para
frecuencias más elevadas la aproximación
cuasiestática deja de ser válida y se requiere
un análisis en términos de campos, que es de
mayor complejidad. Veremos este tratamiento
en el capítulo de guías de ondas.
Podemos pensar a una línea de transmisión
básica como un par de electrodos que se ex-
tienden paralelos por una longitud grande (en
relación con la longitud de onda) en una dada
dirección. El par de electrodos se hallan car-
gados con distribuciones de carga (variables
a lo largo de la línea) iguales y opuestas, for-
mando un capacitor distribuido. Al mismo
tiempo circulan corrientes opuestas (variables a lo
largo de la línea) de igual magnitud, creando campo
magnético que puede expresarse a través de una
inductancia distribuida. La potencia fluye a lo largo de
la línea. Los ejemplos más importantes de líneas de
transmisión son el par bifilar, el coaxil y la microcinta.
Para usar un modelo cuasiestático se representa a la línea como una cascada de
cuadripolos. Cada cuadripolo representa un tramo de línea de pequeña longitud
frente a la mínima longitud de onda de la señal. Por lo tanto cada tramo se puede
modelizar como un circuito usando la aproximación cuasiestática, como veremos en
la siguiente sección.
Esta descripción corresponde a una línea bifilar. En muchas aplicaciones es nece-
sario considerar líneas multifilares, como por ejemplo en circuitos impresos e inte-
grados. Para el análisis circuital es necesario usar coeficientes de capaci-
dad/inducción e inductancias parciales.
I
-I
Q
-Q
E
H
Q
-Q

Modelo circuital de la línea bifilar ideal
En una línea de transmisión hay dimensiones, las transversales, que cumplen la
condición cuasi-estática (D << λ), pero la otra dimensión (longitudinal) habitualmente
no la cumple. Sin embargo, podemos ver a la línea como una sucesión o cascada
de cuadripolos de longitud infinitesimal y para cada uno de ellos usar un modelo cir-
cuital, cuyos parámetros descriptivos son las tensiones y corrientes a la entrada y
salida, ya que las dimensiones del cuadripolo
satisfacen la condición cuasiestática. Elegimos
la dirección del eje cartesiano z a lo largo de la
línea. Cada tramo de longitud dz a lo largo de
la dirección z puede asociarse a un cuadripolo,
como se esquematiza en la figura.
Asumimos en esta sección que la línea no presenta pérdidas de energía (línea
ideal). En tal caso los conductores de la línea serán perfectos (σ → ∞) y el dieléctri-
co entre ellos tampoco tendrá pérdidas.
Las cargas y corrientes en los conductores crearán campos eléctricos y magnéticos
cuya energía almacenada puede modelizarse por componentes reactivos puros: ca-
pacidad e inductancia. La capacidad está asociada al campo eléctrico creado por las
cargas en los conductores de la línea y la inductancia al campo magnético generado
por las corrientes que circulan por ella. Nos queda así el cuadripolo de la figura,
donde Ldz es la inductancia del tramo y Cdz su capacidad.
Podemos aplicar ahora las leyes de Kirchhoff a este modelo cuasiestático. La prime-
ra ley, aplicada al nodo A lleva a: 0)()( =
∂
∂
+−+
zt
v
Cdzzidzzi
donde el último término representa la corriente que sale de A por el capacitor. Pero,
a primer orden:
zzz t
v
C
z
i
dz
z
i
zidzzi
∂
∂
−≈
∂
∂
⇒
∂
∂
≈−+ )()(
Análogamente, si aplicamos la segunda ley de Kirchhoff recorriendo la malla forma-
da por el cuadripolo en sentido antihorario, tenemos: 0)()( ≈−
∂
∂
++ zv
t
i
dzLdzzv
de donde se obtiene, nuevamente a primer orden:
zz t
i
L
z
v
∂
∂
−≈
∂
∂
En resumen:
zzzz t
i
L
z
v
t
v
C
z
i
∂
∂
−≈
∂
∂
∂
∂
−=
∂
∂
Estas dos ecuaciones diferenciales ligadas para la tensión y la corriente a la entrada
del cuadripolo son las llamadas ecuaciones del telegrafista para la línea ideal.
Con el fin de analizar el significado de estas ecuaciones nos conviene desacoplar las
ecuaciones diferenciales, para lo cual derivamos la primera respecto del tiempo y la
segunda respecto de z:
zt
i
L
z
v
t
v
C
tz
i
∂∂
∂
−=
∂
∂
∂
∂
−=
∂∂
∂ 2
2
2
2
22
donde se ha sobreentendido que las cantidades
se calculan en z. Pero las derivadas cruzadas
son iguales, de manera que nos queda:
02
2
2
2
=
∂
∂
−
∂
∂
t
v
LC
z
v
i(z,t) i(z+dz,t)
v(z,t) v(z+dz,t)
L dz
C dz
A
i(z,t) i(z+dz,t)
v(z,t) v(z+dz,t)
z

Esta ecuación diferencial para la tensión v(z,t) se denomina ecuación de ondas o
ecuación de D´Alembert. Es una ecuación diferencial lineal homogénea a deriva-
das parciales, cuya solución (Apéndice 4) es cualquier función del tipo:
LC
cctzftzv
1
)(),( == con∓
Esta función representa una onda que se propaga a lo largo del eje z con velocidad
c, de comportamiento similar a las ondas en una cuerda vibrante.
Si se toma el signo (-) de la doble determinación, la onda se propaga en el sentido
de +z (onda progresiva), mientras que si se toma el signo (+) la propagación es se-
gún -z (onda regresiva).
Se obtiene una ecuación idéntica para la corriente i(z,t) a lo largo de la línea.
Se observa entonces que la solución a las ecuaciones del telegrafista
en una línea ideal son ondas de tensión y corriente que se propagan a
lo largo de la línea.
Además las ondas de tensión y corriente están vinculadas entre sí.
Consideremos una onda progresiva con: v(z,t) = f(z - ct) y i(z,t) = g(z - ct).
Entonces:





∂
∂
−=
∂
∂
∂
∂
=
∂
∂
∂
∂
=
∂
∂
∂
∂
=
∂
∂
⇒
∂
∂
−=
∂
∂
u
g
c
t
u
u
g
t
i
u
f
z
u
u
f
z
v
t
i
L
z
v
Luego:
u
g
cL
u
f
∂
∂
=
∂
∂
e integrando: )()( ctzg
C
L
ctzf −=−
de donde: v(z,t) = Z0 i(z,t) con CLZ /0 =
La cantidad Z0 tiene dimensiones de impedancia y se llama impedancia caracterís-
tica de la línea. Junto con la velocidad de propagación de las ondas LCc /1=
son los parámetros fundamentales que describen el comportamiento de la línea co-
mo dispositivo transmisor de energía.
Si ahora tomamos el par de funciones correspondiente a una onda regresiva:
v(z,t) = f(z + ct) y i(z,t) = g(z + ct) es fácil demostrar que: v(z,t) = - Z0 i(z,t) de
modo que en general:
v±(z,t) =± Z0 i± (z,t) con CLZ /0 =
donde el signo + corresponde a la onda progresiva y el signo - a la regresiva.

Líneas con pérdidas
El modelo que hemos visto es un modelo ideal, es decir, sin pérdidas de energía. Sin
embargo, todos los sistemas reales tienen pérdidas. En una línea de transmisión las
pérdidas se dan por:
• pérdidas por efecto Joule en los conductores;
• pérdidas dieléctricas.
El modelo circuital de cuadripolo precedente puede incorporar estas pérdidas me-
diante una resistencia en serie, que mo-
deliza las pérdidas por efecto Joule debi-
das a la circulación de corriente en los
conductores de la línea y una conductan-
cia en paralelo, que modeliza las pérdidas
dieléctricas mediante una conductividad
equivalente del material, como se ilustra
en la figura.
Para obtener las ecuaciones del telegrafista para este modelo de la línea con pérdi-
das, aplicamos nuevamente la primera ley de Kirchhoff al nodo A:
zzz t
v
CzvG
z
i
t
v
dzCzvdzGzidzzi
∂
∂
−−=
∂
∂
⇒
∂
∂
−−=−+ )()()()(
Recorriendo ahora la malla que forma el circuito, por la segunda ley de Kirchhoff:
zzz t
i
LziR
z
v
t
i
dzLzidzRzvdzzv
∂
∂
−−=
∂
∂
⇒
∂
∂
−−=−+ )()()()(
Las ecuaciones diferenciales acopladas son las nuevas ecuaciones del telegrafis-
ta. Para resolverlas nuevamente se desacoplan las ecuaciones a través de las deri-
vadas cruzadas para obtener:
2
22
22
2
2
)(
)(
t
v
C
t
v
G
tz
i
t
v
CzvG
z
i
zt
i
L
t
v
RCvRG
zt
i
L
z
i
R
z
v
t
i
LziR
z
v
zz
zz
∂
∂
−
∂
∂
−=
∂∂
∂
⇒
∂
∂
−−=
∂
∂
∂∂
∂
−
∂
∂
+=
∂∂
∂
−
∂
∂
−=
∂
∂
⇒
∂
∂
−−=
∂
∂
de donde:
( )
( ) 2
2
2
2
2
2
2
2
t
i
LC
t
i
LGRCiRG
z
i
t
v
LC
t
v
LGRCvRG
z
v
∂
∂
+
∂
∂
++=
∂
∂
∂
∂
+
∂
∂
++=
∂
∂
Estas son ecuaciones diferenciales de tipo ondulatorio. Quedan ecuaciones de onda
de D’Alembert si consideramos pérdidas nulas (R = G = 0).
No existe solución general de estas ecuaciones como en el caso ideal. Sin embargo
cualquier forma de onda físicamente realizable puede expresarse mediante una in-
tegral de Fourier1
y la resolución es simple para variaciones armónicas:
ti
s
ti
s ezitziezvtzv ωω )(),()(),( ==
en notación fasorial. Con esta elección la ecuación diferencial para la tensión queda:
( )[ ] 02
2
2
2
2
2
=+⇒−++= s
s
s
s
v
dz
vd
vLCLGRCiRG
dz
vd
γωω
1
Esto surge de que el cuadrado de cualquier onda de tensión y/o corriente, integrado en el tiempo es proporcio-
nal a la energía de la onda, que es acotada.
z
i(z,t) i(z+dz,t)
v(z,t) v(z+dz,t)
L dz
C dz
A R dz
G dz

con: ( )LGRCiRGLC +−−= ωωγ 2
y se obtiene una ecuación similar para la corriente. Estas son ecuaciones llamadas
ecuaciones de Helmholtz, donde el número de onda γ = β - i α es complejo, indi-
cando una propagación con atenuación, causada por las pérdidas. Las ondas de
tensión y corriente con número de onda complejo quedan:
)(
0
)(
0 ),(),( ztizztiz
eeitzieevtzv βωαβωα −−−−
==
donde se ve que las amplitudes decrecen a medida que la onda se propaga por la
atenuación producida por las pérdidas. En la
figura se observan dos ondas armónicas de
igual frecuencia, una en una línea ideal y la
otra en una línea real con 5/βα = . La veloci-
dad de propagación de las ondas es la veloci-
dad de propagación de los planos de fase
constante o velocidad de fase:
⇒=− .ctezt βω
β
ω
=fv
En general, la relación entre ω y β es no lineal por la presencia de la raíz cuadrada.
Esto lleva a que la velocidad de las ondas (la velocidad de fase, en rigor, como se
verá en el Capítulo 6) dependa de la frecuencia, fenómeno conocido como disper-
sión de un paquete de ondas porque algunas componentes de Fourier viajan más
rápido que otras.
Como ( )( )CGiLRiLCCiGLiR ωωωωωγ −−=++= 11))((
si ( )LRiLCiCGLR ωωαβγωω −=−=⇒= 1 y se ve que en este caso
la relación entre ω y β es lineal por lo que no hay dispersión. Las líneas que cum-
plen esta condición son entonces no dispersivas.
Si definimos: LiRZ ω+= (impedancia serie por unidad de longitud)
CiGY ω+= (admitancia paralelo por unidad de longitud)
tenemos: ZY−=γ
Si vinculamos nuevamente las ondas de tensión y de corriente mediante las ecua-
ciones del telegrafista podemos obtener la expresión de la impedancia característica
de la línea con pérdidas: 000 ZiZ
CiG
LiR
Y
Z
Z ′′+′=
+
+
==
ω
ω
La impedancia característica compleja indica que hay un desfasaje temporal entre
la onda de tensión y la onda de corriente para el mismo z en la línea.
Análogamente podemos demostrar que para una onda regresiva:
000
)(
0
)(
0 v),(),( iZeitzievtzv zktizkti −=⇒== ++ ωω
• La impedancia característica de una línea de transmisión es la im-
pedancia (relación entre la tensión y la corriente) que se mediría en
un plano de z = cte. sobre la línea infinita para una onda progresiva.
• En general Z0 es compleja, lo que señala un desfasaje entre las on-
das de tensión y de corriente.
v(z)
z
ideal
real

Líneas de bajas pérdidas
En los casos prácticos, las líneas se usan para transmitir energía por medio de on-
das guiadas. Por lo tanto es esencial minimizar las pérdidas de propagación.
Hablamos de una línea de bajas pérdidas cuando:
R << ωωωωL G << ωωωωC
lo que equivale a decir que la potencia de pérdidas es mucho menor que la potencia
media almacenada en el campo electromagnético (que se propagará como una on-
da) en la línea.
Podemos aproximar las expresiones de γ y Z0 en este caso:






−





−=++−=−=−=
C
G
i
L
R
iLCCiGLiRZYi
ωω
ωωωαβγ 11))(( 2
Si despreciamos el término de orden superior LCRG 2
ω y luego desarrollamos en
serie de Taylor para ( ) 0→+ CGLRi ωω obtenemos:












+−≈−−≈−=
C
G
L
Ri
LC
C
G
i
L
R
iLCi
ωω
ω
ωω
ωαβγ
2
11
de donde: β
ωω
β
αωβ <<





+≈≈
C
G
L
R
LC
2
En esta aproximación la velocidad de las ondas será:
LC
v f
1
==
β
ω
y es la misma para cualquier frecuencia, de modo que para bajas pérdidas no hay
dispersión.
Debido a la velocidad finita de propagación, existe un retardo de las señales al atra-
vesar una línea. Este retardo de propagación se mide en s por m de línea y es la
inversa de la velocidad en la línea: LCv fP == /1τ .
β tiene unidad de rad/m, mientras que la unidad de α son neper/m. Suele usarse la
unidad dB/m, donde: )(686.8)()(log20)( 10 neper/mneper/medB/m ααα ≈= 2
.
La impedancia característica es, con similares aproximaciones:












−+≈





+





−≈
−
−
=
+
+
==
L
R
C
Gi
C
L
C
G
i
L
R
i
C
L
CiG
LiR
C
L
CiG
LiR
Y
Z
Z
ωωωωω
ω
ω
ω
2
111
/1
/1
0
de donde: 0
0
00000
2
Z
L
R
C
GZ
Z
C
L
ZZiZZ ′<<





−
′
≈′′≡′′′+′=
ωω
:con
Ejemplo 69: Calcular las constantes de propagación y de atenuación, la velocidad de fase y
la impedancia característica a f = 10 MHz de una línea con los siguientes parámetros:
a) L = 1.2 µHy/m, C = 30 pF/m,
b) L = 1.2 µHy/m, C = 30 pF/m, R = 0.1 Ω/m,
c) L = 1.2 µHy/m, C = 30 pF/m, R = 0.1 Ω/m, G = 10--6
1/Ωm.
En el caso a) se trata de una línea ideal:
Ω==≈×≈=≈== −
20055.0/1067.11377.0 0
81
CLZcsmLCvmLC fωβγ
En el caso b) hay pérdidas en los conductores, pero: R = 0.1 Ω/m << ωL ≈ 75.4 Ω/m de
2
Ver pág.231.

f(kHz)
Z0
modo que es una línea de bajas pérdidas, y tenemos:
csmLCvm
L
R
mLC f 55.0/1067.1100025.0
2
377.0 811
≈×≈≈≈≈≈≈ −−
ω
β
αωβ
Ω≈
′
−≈′′Ω=≈′ 13.0
2
200 0
00
L
ZR
ZCLZ
ω
En el caso c) hay pérdidas conductoras y dieléctricas. Usamos las fórmulas generales:
Ω−≈=
≈×≈=⇒×−≈−=−=
+=+=
−−
)08.0200(
56.0/1067.1)105.3377.0(
0
814
iYZZ
csmvmiZYi
CiGYLiRZ
f
β
ω
αβγ
ωω
Se observa que las pérdidas en b) y c) no introducen diferencias significativas en los
valores de los parámetros fundamentales de la línea respecto del caso ideal.
Ejemplo 70: Graficar la variación del módulo de la impedancia característica en función de
la frecuencia para la línea c) del Ejemplo previo.
El módulo de la impedancia característica es:
CiG
LiR
Z
ω
ω
+
+
=0
En el caso b) no hay pérdidas dieléctricas, de
modo que la impedancia queda indefinida para
ω → 0. Para ω → ∞, Ω=→ 2000 CLZ En la
gráfica de la izquierda se presenta en negro la
variación de 0Z con la frecuencia. En el caso
c), para ω → 0 Ω≈→ 316/0 GRZ . La gráfica
es el trazo en rojo. En alta frecuencia el valor es el mismo que en el caso b). En ambos
casos 0Z decrece hacia el valor de alta frecuencia.
En estos ejemplos se pone en evidencia la fuerte dependencia del valor
y el comportamiento de los parámetros de una línea con la frecuencia.
Potencia
Las ondas electromagnéticas transportan energía, que puede describirse mediante
el vector de Poynting: N(z,t) = E(z,t) × H(z,t). Dado que los campos pueden relacio-
narse con las ondas de tensión y corriente en la línea, es más sencillo derivar el
transporte de energía usando el cuadripolo del modelo circuital de la línea. Podemos
hallar un análogo del teorema de Poynting a partir de las ecuaciones del telegrafista:
t
i
LiR
z
v
t
v
CvG
z
i
∂
∂
−−=
∂
∂
∂
∂
−−=
∂
∂
Multiplicamos la primera ecuación por v y la segunda por i y sumamos miembro a
miembro para obtener:
( ) 





+
∂
∂
−+−=
∂
∂
⇒
∂
∂
−−=
∂
∂
∂
∂
−−=
∂
∂ 2222
2
2
2
2
2
1
2
1
)(
2
,
2
LiCv
t
iRvGvi
zt
iL
iR
z
v
i
t
vC
vG
z
i
v
de donde se ve que el flujo de potencia vi se convierte en potencia disipada en los
elementos activos G y R o se almacena en los elementos reactivos L y C.
Al igual que en el caso de los campos, podemos calcular la potencia media trans-
portada por la onda utilizando la notación fasorial:

)Re(
2
1 *
iviv =><
Para una onda progresiva armónica en una línea sin pérdidas:
( ) 2
0
0
2
0
*
0
*
0
0
)(*
0
)(
0
*
2
Re
2
1
Re
2
1
)Re(
2
1
v
Zv
Z
v
veieviviv kztikzti
′
=





===>< −−− ωω
En el caso de una línea con pérdidas la potencia va decayendo por la atenuación a
medida que se propaga:
( ) zzztizztiz
e
v
Zv
e
Z
v
veeieeviviv ααβωαβωα 2
2
0
0
2
02
*
0
*
0
0
)(*
0
)(
0
*
2
Re
2
1
Re
2
1
)Re(
2
1 −−−−−−−
′
=





===><
De aquí se observa que la relación entre la potencia que fluye en z y en (z+1m) es:








=⇒==
+
+−
−
+ 1
2
)1(2
2
1
ln
2
1
z
z
z
z
z
z
vi
vi
e
e
e
vi
vi
αα
α
α
La relación de potencias se puede expresar:
( ) ( )αα
ee
vi
vi
z
z
10
2
10
1
10 log20log10log10 ==








+
de donde surge la expresión de la atenuación en decibeles por metro.
Ejemplo 71: Calcular la potencia activa que viaja por las líneas del Ejemplo 69 si se propa-
ga una onda progresiva con v0 = 10V.
Tenemos, en general:
2
0
0
2
0
2 Z
Zv
iv
′
= Entonces:
a) W
Z
v
iv 25.0
2 0
2
0 ≈= b) W
Z
Zv
iv 25.0
2
2
0
0
2
0 ≈
′
= c) W
Z
Zv
iv 447.0
2
2
0
0
2
0 ≈
′
=
Parámetros circuitales de líneas básicas comunes
El uso del modelo cuasi-estático de cuadripolo para cada tramo dz de la línea per-
mite calcular, como en la situación estática, los parámetros circuitales del modelo.
Para muy altas frecuencias el modelo cuasi-estático deja de ser válido y se debe
usar el modelo de campos de las guías de onda. Para frecuencias no tan altas se
puede usar el modelo cuasi-estático pero se debe tener en cuenta, por ejemplo, la
distribución no homogénea de corriente en los conductores para el cálculo de las
pérdidas por efecto Joule.
En el siguiente cuadro resumimos las propiedades de las líneas de uso común. ε, µ son los
parámetros del material dieléctrico, σeq = ωε" es la conductividad equivalente del di-
eléctrico (que está asociada a las pérdidas dieléctricas), εµη /= ρ es la resistivi-
dad de baja frecuencia de los conductores (supuestos del mismo material) y
σµω 2=sR es la resistencia superficial de los conductores a alta frecuencia. Este
parámetro surge del efecto pelicular de distribución no homogénea de corriente en
un conductor a alta frecuencia, que hemos visto superficialmente en el Ejemplo 67 y
trataremos en más detalle en el Capítulo de propagación de ondas en medios mate-
riales. A baja frecuencias suponemos que la distribución de corriente es uniforme en
la sección de los conductores. La inductancia por unidad de longitud es la inductan-

cia externa solamente. Las fórmulas de la capacidad e inductancia por unidad de
longitud son las cuasi-estáticas y se han hallado en los Ejemplos 20, 21, 48 y 49. La
impedancia característica a baja frecuencia se debe calcular con la fórmula general
para no introducir errores (ver el Ejemplo 70).
Coaxil Bifilar Doble cinta
C (F/m)
)ln(
2
ab
επ
)ln( ad
επ
a
bε
L (Hy/m) )ln(
2
ab
π
µ
)ln( ad
π
µ
b
aµ
G (Ω m)-1
)/ln(
2
ab
eqσπ
)ln(
2
ad
eqσπ
a
beqσ
R (Ω / m) 





+
ba
Rs 11
2π a
Rs
π b
Rs2
Alta
frecuencia
Z0 (Ω) )/ln(
2
ab
π
η
)/ln( ad
π
η
b
aη
R (Ω / m) 





+
bta 2
11
2
π
ρ
2
2
aπ
ρ
bt
ρ2
Baja
frecuencia
Z0 (Ω)
CiG
LiR
ω
ω
+
+
Ejemplo 72: De acuerdo a tablas, el cable coaxil RG59 tiene un radio de la malla de 3.1 mm,
impedancia característica Z0 = 75 Ω y las ondas se propagan con velocidad v = 0.66 c. A 100
MHz la atenuación es 11.5 dB cada 100m. Hallar la permitividad del dieléctrico, el radio del
conductor interior, la inductancia, la capacidad y la resistencia por unidad de longitud.
Como la velocidad de propagación en la línea es: rcLCv εµε //1/1 ===
ya que 0µµ ≈ , tenemos: 3.2)//(1 2
≈= cvrε
Además, a alta frecuencia: 895.12lnln
2
ln
2 0
00
0 ≈=





⇒





=





=
η
επ
επ
η
π
η Z
a
b
a
b
a
b
Z r
r
y como mmb 1.3= mma
a
b
46.0895.1ln ≈⇒≈





Con estos valores podemos calcular:
mpF
ab
CmHyabL /67
)/ln(
2
/38)/ln(
2
≈=≈=
πε
µ
π
µ
La atenuación, suponiendo únicamente pérdidas conductoras o resistivas, es:
0
0
2
222
ZR
Z
R
L
CR
C
G
L
RLC
αα =⇒=≈





+≈
Pasamos α de dB/m a neper/m: neper/mdB/mneper/m 3
102.13686.8/)()( −
×≈≈ αα
y entonces: mZR /22 0 Ω≈= α
a
b
d
2a
a
b
t
t

Ejemplo 73: Calcular la impedancia característica a alta frecuencia de las siguientes líneas:
a) Bifilar con dieléctrico de aire. d = 1 cm, a = 0.6 mm.
b) Idem b) pero con dieléctrico de polietileno (εr = 2.2).
c) Doble cinta con dieléctrico de aire. a = 5 mm, b = 3 cm.
d) Idem c) pero con dieléctrico de poliestireno (εr = 2.7).
Usamos las expresiones de la tabla anterior:
Ω≈= 4.337)/ln(0
0 adZ
π
η
b) Ω≈== 5.227)/ln()/ln( 0
0 adadZ
rεπ
η
π
η
Ω≈= 4.22600
0
b
a
Z
η
d) Ω≈== 6.1375
3
0
0
ε
ηη
b
a
b
a
Z
La siguiente tabla presenta información sobre varios tipos de cables coaxiles3
de uso
común en la electrónica:
Tipo Diámetro
exterior
Z0 vf/c Peso
cada100m
C f(MHz) / Atenuación en dB cada 100 m
mm ohm kg pF/m 10 14 28 50 100 144 435 1296 2300
Aircom Plus 10,8 50 0,80 15,0 84 0,9 3,3 4,5 8,2 14,5 21,5
H2000 Flex® 10,3 50 0,83 14,0 80 1,1 1,4 2 2,7 3,9 4,8 8,5 15,7 21,8
H 100 9,8 50 0,84 11,0 79 2 2,8 4,9 8,8 16 22,4
H 500 9,8 50 0,81 13,5 82 1,3 2,9 4,1 5,6 9,3 16,8 24,1
RG 213 US100 10,3 50 0,66 15,5 101 2,4 3,2 5,9 10,1 21,1
RG 213 U 10,3 50 0,66 15,5 101 2,2 3,1 4,4 6,2 7,9 14,8 27,5 41
Aircell 7 7,3 50 0,83 7,2 74 3,4 3,7 4,8 6,6 7,9 14,1 26,1 37,9
H 155 5,4 50 0,79 3,9 100 4,9 6,5 9,4 11,2 19,8 34,9 50
RG 58 CU 5,0 50 0,66 4,0 101 4,6 6,2 8 11 15,6 17,8 33,2 64,5 110
RG 55 5,4 53 0,66 6,0 94 16 29 52
RG 62 A/U 6,2 93 0,85 1,73 40 5,0 22,0
RG 223 5,4 50 0,66 6,0 101 6,1 7,9 11 15,4 17,6 30 57 85
RG 174 2,6 50 0,66 1,1 101 13 18 30 34 60 110 175
RG 142 4,95 50 0,635 15 28 49 72
H 43 9,8 75 0,85 9,1 52 1,2 2,5 3,7 8 14,8
RG 11 10,3 75 0,66 13,9 67 4,6 6,9 17,5
RG 59 6,15 75 0,66 5,7 67 11,5 15 25 49 72
CX 5S 6,8 75 0,8 4,0 55 5,1 12 24
3 S 60 6,0 60 0,66 4,9 85 10
3
Datos tomados de http://www.xs4all.nl/~hanvu/coaxkabel.html.

Líneas de cinta
Las líneas de cinta se utilizan mucho en aplicaciones electrónicas. Se las usa por su
facilidad de construcción en circuitos integrados y para crear componentes de cir-
cuitos como filtros, acopladores, resonadores, antenas y otros. Hay diversas varian-
tes de las líneas de cinta, de las que las más usadas son la línea de cinta propia-
mente dicha (stripline) y la línea de microcinta (microstrip).
Stripline
Las striplines están formadas por dos cintas conductoras paralelas de tierra, y una
cinta conductora interna de señal entre ellas. El an-
cho w de la cinta de señal es pequeño frente al an-
cho de las cintas de tierra, de manera que éstas
pueden considerarse planos infinitos. El espesor de
la cinta de señal es t y la separación entre las cintas
de tierra, llena con un dieléctrico de permitividad ε,
es b. Hay fórmulas aproximadas en la literatura para calcular la impedancia caracte-
rística de una línea stripline.
Sea )(/120// 0 Ωεπ≈εη≈εµ=η rr . La fórmula que da mayor precisión cuando
puede despreciarse el espesor t de la cinta de señal es:
( )2
01
1
)(
4 kK
kK
Z
−
≈
η donde






=
b
w
k
2
cosh/1
π
y
∫
π
φ−
φ
=
2/
0 22
sen1
)(
k
d
kK es la integral elíptica completa de primera
especie. Para 56.0/ >bw esta expresión se aproxima como:
( )bw
e
Z 2/02
2ln
1
8 π
πη
≈
La velocidad de propagación y la longitud de onda en la línea se obtienen de las ex-
presiones: rcv ε= y rελλ 0= donde c es la velocidad de la luz y λ0 la
longitud de onda en el vacío.
La atenuación debida a las pérdidas óhmicas en los conductores es aproximada-
mente (en dB/m):




+
+
≅
bw
tbbw
b
Rs
C
2/2ln
)/4ln(/
686.8
π
ππ
η
α (para 10/2 btbw <> y )
donde σµω 2=sR , mientras que la atenuación debida a las pérdidas dieléctricas
es (también en dB/m): eqD σηα 686.8≈
donde σeq = ωε" es la conductividad equivalente del dieléctrico.
Ejemplo 74: Hallar la impedancia característica, la velocidad de propagación, la longitud de
onda y los factores de atenuación a 100 MHz de una línea stripline de parámetros:
b = 1mm, w = 2mm, t = 10µm, εr = 2.5, σ = 6×107
(Ωm)-1
.
086.0
2
cosh/1
43.238/120
≈





=
Ω≈≈
b
w
k
r
π
επη
⇒ ( )
( )





Ω≈≈
Ω≈
−
≈
417.24
2ln
1
8
417.24
1
)(
4
2/02
2
01
bw
e
Z
kK
kK
Z
π
πη
η
La velocidad de propagación y la longitud de onda en la línea son:
smccv r /109.163.0 8
×≈≈= ε mfvr 9.1/0 ≈== ελλ
El factor de atenuación por pérdidas conductoras es:
mdB
bw
tbbw
bbw
tbbw
b
Rs
C /33.0
2/2ln
)/4ln(/
2
686.8
2/2ln
)/4ln(/
686.8 ≈



+
+
=



+
+
≈
π
ππ
σ
ωε
π
ππ
η
α
w
t
h
h
b
ε

Microstrip
A diferencia de la stripline, las líneas microstrip son estructuras abiertas, de forma
que las líneas de campo no están confinadas y la propagación debe analizarse en
rigor con las técnicas de campos de las guías de onda. Sin embargo, a bajas fre-
cuencias es posible un análisis cuasi-estático con
parámetros distribuidos como el que realizamos en
este capítulo. Hay diversas variantes constructivas
de estas líneas, y a modo de ejemplo presentamos
la configuración clásica de la figura. Una cinta con-
ductora muy ancha funciona como plano de tierra y
sobre ella se coloca un sustrato dieléctrico de per-
mitividad ε y espesor b. Sobre el sustrato hay una
cinta de señal de espesor t y ancho w.
La impedancia característica de la línea es de difícil cálculo debido al campo disper-
so fuera de la región entre los conductores. Las expresiones más conocidas son las
halladas por Wheeler4
. A partir de ellas se han realizado aproximaciones y mejoras
para diversas situaciones. En esta sección solamente presentamos las fórmulas más
sencillas5
en las que se desprecia el espesor t de la cinta de señal.
Sea














−+
+
−
+
+
=
2
104.0
/121
1
2
1
2
1
b
w
wb
rr
eff
εε
ε Entonces:
Si 1/ ≤bw ⇒ 





+≈
b
w
w
b
Z
eff
4
8
ln
2
0
0
επ
η
Si 1/ ≥bw ⇒
( )444.1ln667.0393.1
10
0
+++
≈
bwbw
Z
effε
η
La velocidad de propagación y la longitud de onda en la línea se obtienen de las ex-
presiones: effcv ε= y effελλ 0= donde c es la velocidad de la luz y λ0 la
longitud de onda en el vacío.
Las atenuaciones debidas a las pérdidas óhmicas en los conductores y ndieléctricas
son (en dB/m):
0
686.8
Zw
Rs
c ≅α
λ
θ
εε
εε
α
tan
effr
reff
c
)1(
)1(
3.27
−
−
≅
donde λ = v/f es la longitud de onda en la línea y tan θ = σ/ωε es la tangente de
pérdidas del sustrato. La constante de atenuación total es la suma de αc + αd.
Otras ecuaciones de interés son las de diseño de líneas microstrip: dado el material
del sustrato y la impedancia característica deseada, determinar w/b:
• 2/ ≤bw ⇒
2
8
2
−
= A
A
e
e
b
w
con )/11.023.0(
1
1
2
1
60
0
r
r
rrZ
A ε
ε
εε
+
+
−
+
+
=
• 2/ ≥bw ⇒ [ ]






−+−
−
+−−−= r
r
r
BBB
b
w
ε
ε
ε
π
/61.039.0)1ln(
2
1
)12ln(1
2
con
rZ
B
ε
π
02
377
=
4
H.A. Wheeler, “Transmission-Line Properties of Parallel Strips Separated by a Dielectric Sheet”, IEEE Trans.
Microwave Theory and Techniques, MTT-3, No.3, marzo 1965, pp. 172-185.
5
Tomadas de I.J.Bahl, D.K.Trivedi, "A Designer´s Guide to Microstrip Line", Microwaves, Mayo 1977, p.174.
Fórmulas más complejas, para mayores anchos de banda y situaciones de geometrías variadas, pueden encontrar-
se en el documento RT 3.1.2 de la firma Rogers Corp. (http://www.rogers-corp.com/mwu/litintbl.htm).
w
t
b
ε

Ejemplo 75: Hallar la impedancia característica, la velocidad de propagación, la longitud de
onda y los factores de atenuación a 100 MHz de una línea microstrip de parámetros:
b = 1mm, w = 2mm, t = 10µm, εr = 2.5, σ = 6×107
(Ωm)-1
.
La permitividad efectiva es: 06.2104.0
/121
1
2
1
2
1
2
≈














−+
+
−
+
+
=
b
w
wb
rr
eff
εε
ε
Como w = 2b : Ω≈






+++
≈ 2.62
444.1ln667.0393.1
10
0
b
w
b
w
Z
effε
η
La velocidad de propagación y la longitud de onda en la línea son:
smccv eff /1009.27.0 8
×≈≈= ε mfvr 09.2/0 ≈== ελλ
La atenuación por pérdidas óhmicas es: mdB
ZwZw
Rs
c /18.0
2
686.8
686.8
00
≈=≈
σ
ωµ
α
Líneas de par trenzado
Una línea de par trenzado consiste en cables forma-
dos por hilos de cobre recubiertos de plata y rodeados
por un aislador. Los cables se trenzan de a pares para
disminuir la interferencia, y cada par forma un circuito
que puede transmitir datos. La línea consiste en un
grupo de uno o más pares. Esta línea se conoce como UTP (unshielded twisted
pair) y es el tipo más común de línea usada en redes de computadoras. Para mayor
rechazo a interferencia (en particular el rechazo a modo común y la diafonía entre
líneas) se rodean los pares con un aislador. Esta línea se conoce como STP (shiel-
ded twisted pair). Tanto UTPs como STPs se usan en instrumentación electrónica,
aviones y otras aplicaciones críticas de transmisión de datos.
De acuerdo a las características y calidad constructivas las líneas de par trenzado la
ANSI/EIA (American National Standards Institute/Electronic Industries Association)
las clasifica en las siguientes categorías:
Categoría Máxima velocidad
de datos
Aplicación usual
CAT 1 Hasta 1 Mbps Voz análoga (telefonía tradicional)
Portero eléctrico
CAT 2 Hasta 4 Mbps Sistema de cableado de IBM para redes Token Ring
CAT 3 Hasta 16 Mbps Transmisión de voz y datos sobre Ethernet 10BASE-T
Es el tipo de cable más común en instalaciones corporativas
antiguas y contiene cuatro pares de cables
CAT 4 Hasta 20 Mbps Solamente en Token Ring de 16 Mbps.
Cuatro pares de cables
CAT 5 Hasta 100 Mbps Transmisión de voz y datos sobre Ethernet 10BASE-T,
100BASE-T4 y 100BASE-TX.
Es el tipo de cable más común en instalaciones nuevas y
contiene cuatro pares de cables
Está en proceso de testeo para la especificación Gigabit
Ethernet para distancias cortas (para distancias largas debe
usarse fibra óptica).

Las características de una línea de par trenzado no son fáciles de determinar. Sin
embargo, debido a su popularidad se han hecho estudios semi-empíricos para de-
terminarlas6
, donde se modeliza cada par como una doble hélice. Sea un UTP con:
D: separación entre los conductores del par
d: diámetro de cada conductor del par
T: número de vueltas por unidad de longitud
l: longitud de la línea
εr: permitividad relativa del dieléctrico entre pares
σ1: conductividad del alma de cobre de cada hilo
σ2: conductividad del recubrimiento de plata de cada hilo
tan(δ): tangente de pérdidas del dieléctrico entre pares
Con estos datos se pueden determinar parámetros geométricos:
ángulo de giro de la hélice
longitud real de cable
factor de forma para el cálculo de la permitividad efectiva (θ en rads)
que permiten calcular los parámetros físicos para la línea ideal:
permitividad equivalente o efectiva
capacidad por unidad de longitud
inductancia por unidad de longitud
velocidad de propagación de las ondas
impedancia característica
Para determinar los parámetros ligados con las pérdidas se requiere considerar que
cada cable del par está formado por hilos separados (ver figura), y que hay una re-
distribución de la corriente en cada hilo debido al “efecto de
proximidad” de los hilos y el comportamiento del conductor a
alta frecuencia, que veremos en el siguiente capítulo.
A baja frecuencia la resistencia por unidad de longitud que
presenta cada cable del par es:
2
2
)4/(
2
σπ d
fNfR SPcc =
donde fP = 1.15 es el factor de proximidad, N es el número de hilos en el cable (19
en el ejemplo), fS = 1/25 es el factor de relación entre la superficie del cable (que
aparece en el denominador) y la superficie de cada hilo y σ2 es la conductividad del
recubrimiento del hilo.
A alta frecuencia se debe tener en cuenta que los campos (y las líneas de corriente)
se distribuyen fundamentalmente por la periferia del hilo conductor, debido al llama-
do efecto pelicular que veremos en el próximo capítulo. Con esta corrección se tiene:
2
4
σµπ f
d
RR cc=
La conductancia por unidad de longitud es: CtanG )(2 δπ=
6
P. Lefferson, “Twisted Magnet Wire Transmission Lines”, IEEE Trans. Parts, Hybrids and Pack. PHP-7, No.4,
diciembre 1971, pp. 148-154.
J.H. Broxon II y D.K. Linhart, “Twisted-Wire Transmission Lines”, RF Design, junio 1990, pp. 73-75.
23
0
1
1045.0
sen/
)(
ϑ
ϑπ
πϑ
−
−
+=
=
=
q
DlTl
DTtan
eff
eff
eff
reff
dD
CLZ
cv
dDL
dD
C
q
εµ
π
εε
π
µ
επ
εεε
/
)/(cosh
/
//
)/(cosh
)/(cosh
)]1(1[
1
0
0
1
1
0
−
−
−
==
=
=
=
−+=
d

Línea cargada – Coeficientes de reflexión y transmisión
La línea se utiliza para transportar energía desde un generador a una carga. En esta
sección veremos qué pasa cuando una línea de impedancia característica Z0 se co-
necta a una carga ZL, como se ve en la figura.
La solución general de la ecuación de
ondas en la línea será la superposi-
ción de una onda progresiva y una
regresiva:
)()(
)()(
),(
),(
ztizti
ztizti
eIeItzi
eVeVtzv
γωγω
γωγω
+
−
−
+
+
−
−
+
+=
+=
(obsérvese que se coloca el cero de z en la posición de la carga).
Pero sabemos que: V+ = Z0 I+ y V- = - Z0 I-
Entonces: )(
0
)(
0
)()(
),(
),(
ztizti
ztizti
e
Z
V
e
Z
V
tzi
eVeVtzv
γωγω
γωγω
+−−+
+
−
−
+
−=
+=
La carga impone la condición: L
z
Z
tzi
tzv
=
=0
),(
),(
, de manera que:
00 )(
)(
)(),0()(),0(
Z
Z
VV
VV
eVV
Z
Z
tiZeVVtv LtiL
L
ti
=
−
+
⇒−==+=
−+
−+
−+−+
ωω
de esta ecuación se obtiene la relación entre las amplitudes de las ondas de tensión
progresiva y regresiva:
0
0
ZZ
ZZ
V
V
L
L
L
+
−
==
+
−
ρ
Esta relación se conoce como coeficiente de reflexión sobre la carga o coeficiente de refle-
xión
7
a secas. En general podemos pensar en una onda que viaja hacia la carga y que se
ve parcialmente “reflejada” en ella. Se observa que ρL = 0 si ZL = Z0. En este caso no existe
onda regresiva (no existe reflexión). La carga está “adaptada” a la línea, y esto ocurre
cuando la impedancia de carga es igual a la impedancia característica de la línea. La tensión
sobre la carga será:
⇒+=+= +−+ )1( VVVV LL ρ
0
2
1
ZZ
Z
V
V
L
L
L
L
L
+
=+==
+
ρτ
τL es el llamado coeficiente de transmisión sobre la carga o coeficiente de transmi-
sión a secas, y relaciona la tensión sobre la carga con la tensión de la onda inci-
dente, también medida sobre la carga.
Analizamos ahora la propagación de la energía en la línea. Consideramos Z0 real
por simplicidad matemática. Usamos la expresión del valor medio de un producto de
fasores del Apéndice 3:
Potencia incidente: ( )
0
2
0
2
*
22
Re
2
1
Z
V
Z
v
ivPi
++
++ ===><
Potencia reflejada: ( ) ><=====><
+−−
−− iL
L
r P
Z
V
Z
V
Z
v
ivP
2
0
2
0
2
0
2
*
222
Re
2
1
ρ
ρ
7
En alguna literatura técnica el coeficiente de reflexión se denota con el símbolo Γ.
(i
v
z
Z0 ZL

Potencia transmitida: ( )
2
*
*
*
)Re(
2
1
Re
2
1
Re
2
1
L
L
L
L
L
LLLt
Z
V
Z
Z
V
VIVP =





==><
><== + iL
L
L
L
L
L
P
Z
ZR
V
Z
R 2
2
02
2
2
ττ
donde RL es la resistencia de carga (parte real de la impedancia de carga). Estas relacio-
nes nos permiten definir los coeficientes de transmisión y reflexión de potencia:
2
2
02
L
L
L
i
t
L
i
r
Z
ZR
P
P
T
P
P
R τρ =
><
><
==
><
><
=
Ondas estacionarias
Si la línea ideal está abierta o cortocircuitada en el extremo de carga se producen
ondas estacionarias. El coeficiente de reflexión vale:
ZL = ∞ ⇒ ρL = 1 ZL = 0 ⇒ ρL = -1
y la onda de tensión sobre la línea será:
)()()()(
),( kzti
L
kztikztikzti
eVeVeVeVtzv +
+
−
+
+
−
−
+ +=+= ωωωω
ρ
( )
( )




−=−=
=+=
⇒∞= ω+−ω+
ω
+
−ω
+
)(sen2),(
)(cos2),(
00
zke
Z
V
ieee
Z
V
tzi
zkeVeeeVtzv
Z tiikzikzti
tiikzikzti
L
( )
( )




=+=
=−=
⇒= ω+−ω+
ω
+
−ω
+
)cos(2),(
)sen(2),(
0
00
zke
Z
V
eee
Z
V
tzi
zkeVieeeVtzv
Z tiikzikzti
tiikzikzti
L
que son ondas estacionarias ya que la onda deja de presentar la forma ondulatoria
f(ωt ± kz) y aparecen puntos (nodos) donde la magnitud (tensión o corriente) es
siempre cero. En el caso de la línea abierta, los nodos de las ondas estacionarias se
dan para cos(kzn) = 0 ⇒ zn = (2n+1)π/2. En el caso de la línea cortocircuitada los
nodos están en: sen(kzm) = 0 ⇒ zm = mπ
La gráfica muestra las ondas de tensión y corriente para t = 0 con carga abierta.
En general podemos decir que ρρρρL ≤≤≤≤ 1
Se observa que:
para una línea adaptada R = 0 y T = 1.
en el caso de ondas estacionarias, R = 1 y T = 0.
Es común expresar la reflexión de potencia, que da idea de la adptación entre línea
en carga en decibeles (dB). Se define así la pérdida de retorno (return loss) como:
( )LRRL ρlog20)log(10 −=−=
donde log representa el logaritmo en base 10
i(z)
v(z)

Ejemplo 76: Calcular los coeficientes de reflexión y transmisión y los coeficientes de refle-
xión y transmisión de potencia para las líneas del Ejemplo 69 a) y b), cuando se coloca
una carga consistente en una serie RL con R = 100 Ω y L = 10 µHy a 1 MHz.
La impedancia de carga es ( )Ω+≈+= 8.62100 iLiRZL ω
a) Línea ideal (sin pérdidas), Z0 = 200 Ω :
( )
( )
2675.07227.012675.02773.0
2008.62100
2008.62100
0
0
ii
i
i
ZZ
ZZ
L
L
L
L +≈+=+−≈
Ω+Ω+
Ω−Ω+
≈
+
−
= ρτρ
85154.010.14846
2
≈−=≈= RTR Lρ
b) Línea con pérdidas, Z0 ≈ (200+i0.13) Ω :
2672.07227.012672.02773.0
0
0
ii
ZZ
ZZ
L
L
L
L +≈+=+−≈
+
−
= ρτρ
85174.010.14826
2
≈−=≈= RTR Lρ
Como se ve, hay muy pocas diferencias porque en b) las pérdidas son bajas.
Impedancia y admitancia de onda. Impedancia de entrada. ROE
En general, la tensión y la corriente en un punto cualquiera de la línea son:
[ ] [ ]
[ ]zi
L
zitiziziti
zi
L
zitiziziti
eee
Z
V
e
Z
V
e
Z
V
etzi
eeeVeVeVetzv
γγωγγω
γγωγγω
ρ
ρ
−=





−=
+=+=
−+−−+
−
+−
−
+
000
),(
),(
de modo que podemos definir punto a punto una impedancia de onda como el co-
ciente entre la tensión y la corriente:
zi
L
zi
zi
L
zi
ee
ee
Z
tzi
tzv
zZ γγ
γγ
ρ
ρ
−
+
== −
−
0
),(
),(
)(
que podemos escribir en función de ZL y Z0:
)()(
)()(
)(
0
0
0 zizizizi
L
zizizizi
L
eeZeeZ
eeZeeZ
ZzZ γγγγ
γγγγ
++−
−++
= −−
−−
y finalmente:
)sen()cos(
)sen()cos(
)(
0
0
0
zZizZ
zZizZ
ZzZ
L
L
γγ
γγ
−
−
=
Como se ve, la impedancia de onda varía a lo largo de la línea y en general adopta
valores complejos.
Por ejemplo, analicemos los casos de terminación más simples:
a) línea adaptada 00 )( ZzZZZL =⇒=
b) línea cortocircuitada )()(0 0 ztanZizZZL γ−=⇒=
c) línea abierta )(cot)( 0 zanZizZZL γ−=⇒∞=
Se observa que si la línea no tiene pérdidas (Z0 y γ reales), la impedancia de onda
resulta imaginaria pura.
En algunas circunstancias, especialmente cuando se trabaja con conexiones en pa-
ralelo, es conveniente trabajar con admitancias. Por ejemplo, es fácil demostrar que:
0
0
ZZ
ZZ
V
V
L
L
L
+
−
==
+
−
ρ ⇒
L
L
L
YY
YY
V
V
+
−
==
+
−
0
0
ρ
y la impedancia de onda puede escribirse:

)sen()cos(
)sen()cos(1
)sen(
1
)cos(
1
)sen(
1
)cos(
1
1
)sen()cos(
)sen()cos(
)(
0
0
0
0
0
00
0
0
zYizY
zYizY
Y
z
Y
iz
Y
z
Y
iz
Y
YzZizZ
zZizZ
ZzZ
L
L
L
L
L
L
γγ
γγ
γγ
γγ
γγ
γγ
−
−
=
−
−
=
−
−
=
de donde:
)sen()cos(
)sen()cos(
)(
0
0
0
zYizY
zYizY
YzY
L
L
γγ
γγ
−
−
=
es la admitancia de onda en la línea.
Si la línea tiene una longitud d, la impedancia que se ve a la entrada es la impedan-
cia de entrada de la línea:
)sen()cos(
)sen()cos(
)(
0
0
0
dZidZ
dZidZ
ZdZZ
L
L
in
γγ
γγ
+
+
=−=
y la admitancia de entrada:
)sen()cos(
)sen()cos(
)(
0
0
0
dYidY
dYidY
YdYY
L
L
in
γγ
γγ
+
+
=−=
Por otra parte, vemos que la tensión a lo largo de la línea ideal se puede escribir:
[ ] [ ] )()2(2)(
11),( zktizki
L
zki
L
zkti
eeVeeVtzv −+
+
−
+ +=+= ωϕω
ρρ
que puede interpretarse como una onda pro-
gresiva de tensión cuya amplitud depende de z
como: [ ])2(
1 ϕ
ρ +
+ + zki
L eV
Podemos interpretar esta amplitud como la
suma de dos fasores: uno constante de valor 1
y otro de valor variable con z, de manera que la
suma se puede representar gráficamente como
en la figura. Se observa que el fasor suma ten-
drá un máximo VM y un mínimo Vm cuando el
fasor móvil se halle en fase o en contrafase, respectivamente, del fasor fijo.
Estos valores son:
( )
( )Lmm
LMM
VVnzk
VVnzk
ρ
π
ϕ
ρπϕ
−=⇒+=+
+=⇒=+
+
+
1
2
)12(2
122
Definimos la relación de onda estacionaria (ROE)8
como la relación entre el máxi-
mo valor y el mínimo valor de tensión sobre la línea:
L
L
m
M
V
V
ROE
ρ
ρ
−
+
==
1
1
En el caso de una onda puramente viajera, 10 =⇒= ROELρ
En el caso de una onda estacionaria pura, ∞→⇒= ROEL 1ρ
Como en general: 1≤Lρ ⇒ ∞<≤ ROE1
El coeficiente de reflexión y la ROE son parámetros relacionados con la existencia
de reflexión de energía en la interfase línea-carga. En muchas situaciones no es
conveniente tener reflexión, por lo que la medición y control de estos parámetros es
una tarea de mantenimiento de importancia.
8
En literatura inglesa VSWR (Voltage Standing Wave Ratio).
Vm VM
2kz+ϕ
v(z)

Ejemplo 77: Calcular la impedancia de entrada y la ROE para la línea cargada del Ejemplo
69 b), si la línea tiene una longitud de 3m.
La línea tiene las propiedades (tomadas del Ejemplo 69):
Ω+≈′′+′=′+≈+= −
)13.0200()00025.0377.0( 000
1
iZiZZmiiαβγ
En el Ejemplo 76 habíamos calculado el coeficiente de reflexión: 267.0277.0 i+−≈ρ
de donde: ( ) ( ) 25.211 ≈−+= LLROE ρρ
y: ( )Ω+≈
+
+
=−= 77.4519.445
)sen()cos(
)sen()cos(
)(
0
0
0 i
dkZidkZ
dkZidkZ
ZdZZ
L
L
in
Ejemplo 78: Calcular la impedancia de entrada de líneas ideales cortocircuitadas o abiertas
en el extremo de carga.
En la pág.239 se hallaron las ondas de tensión y corriente en líneas cortocircuitadas y
abiertas:
( )
( )




=+=
=−=
⇒= ω+−ω+
ω
+
−ω
+
)cos(2),(
)sen(2),(
0
00
zke
Z
V
eee
Z
V
tzi
zkeVieeeVtzv
Z tiikzikzti
tiikzikzti
L
( )
( )



−=−=
=+=
⇒∞= +−+
+
−
+
)(sen2),(
)(cos2),(
00
zke
Z
V
ieee
Z
V
tzi
zkeVeeeVtzv
Z tiikzikzti
tiikzikzti
L ωω
ωω
Por lo tanto, la impedancia de entrada es (z = -d):
)(cotan
),(
),(
)(tan
),(
),(
0 00 dkZi
tdi
tdv
ZZdkZi
tdi
tdv
ZZ inLinL −=
−
−
=⇒∞=−=
−
−
=⇒=
Se ve que la impedancia de entrada es puramente reactiva para líneas ideales. Para
ciertos puntos (que corresponden a los nodos de la onda de tensión y a los antinodos
de la onda de corriente) la impedancia es nula, mientras que para otros (nodos de co-
rriente y antinodos de tensión) la impedancia es infinita. Para posiciones intermedias la
impedancia recorre todos los valores intermedios.
Se puede simular de esta manera inductores y capacitores con líneas, lo que en ciertas
circunstancias es más conveniente que usar los elementos concentrados normales.
Ejemplo 79: Se pueden determinar los parámetros fundamentales (la impedancia caracte-
rística Z0 y el número de onda k) de una línea a partir de la medición de la impedancia
de entrada para un tramo de longitud d, en condiciones de circuito abierto cainZ y de
cortocircuito ccinZ . Para una línea de 3m de longitud se mide Ω+= )97.5553.60( iZ cain
y Ω+= )45.5325.72( iZ ccin . Hallar Z0 y k.
La impedancia de entrada de la línea es:
)sen()cos(
)sen()cos(
)(
0
0
0
dkZidkZ
dkZidkZ
ZdZZ
L
L
in
+
+
=−=
En circuito abierto: )(cotan0 dkiZZZ cainL −=⇒∞→
En cortocircuito: )(tan0 0 dkiZZZ ccinL =⇒=
Luego, multiplicando miembro a miembro: ccincainccincain ZZZZZZ =⇒= 0
2
0
Y dividiendo miembro a miembro:








−±=⇒−= −
cain
ccin
cain
ccin
Z
Z
d
kkd
Z
Z 12
tan
1
)(tan
La impedancia característica resulta: Ω+≈= )9.543.66(0 iZZZ ccincain
El problema de la última expresión es que la función arcotangente de argumento com-
plejo es multivaluada, de forma que )(tan)(tan απα =+ n para n entero. Entonces:









+








−±= −
πn
Z
Z
d
k
cain
ccin1
tan
1
Por ejemplo:
±±±± N k (m-1
) ±±±± n k (m-1
) ±±±± n k (m-1
) ±±±± n k (m-1
)
+ 0 0.37 + i 0.56 + -1 -0.67 + i 0.56 - 1 0.67 - i 0.56 - 1 0.67 - i 0.56
- 0 -0.37 - i 0.56 + 1 1.42 + i 0.56 - -1 -1.42 - i 0.56 - -1 -1.42 - i 0.56
Como k = β - i α la parte real debe ser positiva y la parte imaginaria negativa, para que
el valor de k calculado sea posible. Se observa que el primer valor que cumple esta pro-
piedad se da para la determinación negativa del doble signo y n = 1.
Valores máximo y mínimo de tensión y corriente sobre una línea
Para propósitos de diseño muchas veces es necesario saber cuáles son los valores
máximos de tensión y corriente sobre la línea, de manera de no superar los valores
admitidos por la construcción de la línea.
La onda de tensión en una línea ideal cargada puede escribirse, como hemos visto
en la sección precedente: [ ] [ ] )()2(2)(
11),( zktizki
L
zki
L
zkti
eeVeeVtzv −+
+
−
+ +=+= ωϕω
ρρ
y la onda de corriente: [ ] [ ] )()2(
0
2)(
0
11),( zktizki
L
zki
L
zkti
ee
Z
V
ee
Z
V
tzi −++−+
−=−= ωϕω
ρρ
Los extremos de tensión/corriente en la línea tienen las propiedades:
Tensión Posición Valor
Máximo k
n
z MV
2
2 ϕπ −
= ( )LM VV ρ+= + 1
Mínimo k
n
z mV
2
)12( ϕπ −+
= ( )Lm VV ρ−= + 1
Corriente Posición Valor
Máximo
k
n
z MI
2
)12( ϕπ −+
= ( )LM
Z
V
I ρ+= +
1
0
Mínimo
k
n
z mI
2
2 ϕπ −
= ( )Lm
Z
V
I ρ−= +
1
0
En la posición en que se da el máximo de tensión se da el mínimo de corriente y vi-
ceversa. En estos extremos el fasor )2( ϕ+kzi
e pasa por valores reales. La impedancia
de onda en estos extremos es:
Máximo de tensión:
( )
( ) ROEZZZ
Z
V
I
VV
L
L
M
LM
LM
00
0
1
1
1
1
=
−
+
=⇒





−=
+=
+
+
ρ
ρ
ρ
ρ
Mínimo de tensión:
( )
( ) ROE
Z
ZZ
Z
V
I
VV
L
L
m
Lm
Lm
0
0
0
1
1
1
1
=
+
−
=⇒





+=
−=
+
+
ρ
ρ
ρ
ρ
y la impedancia de onda adopta todos los valores entre estos dos extremos a lo lar-
go de la línea.
En la siguiente figura se muestra el módulo de la tensión y la corriente a lo largo de
la línea, que conforman ondas cuasi-estacionarias. Obsérvese que estos módulos no
dependen del tiempo. Las distribuciones se acercan a una onda estacionaria pura

cuando ρL→1.
Ejemplo 80: Por una línea de Z0 = 300 Ω, y vf = c/3, con una carga ZL = (100 + i 15) Ω viaja
una onda de tensión pico V+ = 10 V y frecuencia 10 MHz. Hallar los valores de los má-
ximos de tensión, corriente y de impedancia a lo largo de la línea.
El coeficiente de reflexión es: 5.0056.049.0
0
0
≈⇒+−≈
+
−
= L
L
L
L i
ZZ
ZZ
ρρ
Los extremos de tensión son:
( )
( ) VVV
VVV
Lm
LM
51
151
≈−=
≈+=
+
+
ρ
ρ
Se ve que el máximo de la onda de tensión es un 50 % mayor que la tensión pico de la
onda incidente.
los extremos de corriente:
mAAZVI
mAAZVI
mm
MM
17017.0/
5005.0/
0
0
=≈=
=≈=
Para comparación calculamos la corriente sobre la carga:
mAV
Z
I
Z
v
Z
v
Z
v
i
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L 96.49
1)1(
≈
+
=⇒
+
=== +
++ ρρτ
de donde se observa que la corriente pico es similar a la corriente de carga.
y las impedancias extremas:
Ω≈=
Ω≈=
72.99/
53.902/
Mmm
mMM
IVZ
IVZ
también:



Ω==
Ω==
⇒=
−
+
=
100/
900
3
1
1
0
0
ROEZZ
ROEZZ
ROE
M
M
L
L
ρ
ρ
Si graficamos la impedancia de onda
a lo largo de la línea:
kzi
L
kzi
L
e
e
ZzZ 2
2
0
1
1
)(
ρ
ρ
−
+
=
con mrad
v
f
v
k
ff
/628.0
2
≈==
πω
obtenemos la figura de la izquierda
donde se observa la variación perió-
dica del módulo de la impedancia de
onda, entre los valores mínimo y
máximo hallados.
Z(z)
Z0
z/λ
v/V+
Z0 i/V+
1+ρL
1-ρL
0z
λ/4λ/23λ/4

Coeficiente de reflexión generalizado
En las secciones precedentes hemos usado el coeficiente de reflexión definido como la rela-
ción entre la tensión reflejada y la tensión incidente, medidas sobre la carga (z = 0). Pode-
mos generalizar esta expresión definiemdo un coeficiente de reflexión generalizado como la
relación entre la onda de tensión reflejada y la incidente, medidas sobre cualquier punto de
la línea: zi
Lzi
zi
e
eV
eV
z γ
γ
γ
ρρ 2
)( == −
+
−
A partir de este coeficiente podemos expresar otros resultados como:
zi
L
zi
L
zi
L
zi
zi
L
zi
e
e
Z
ee
ee
ZzZ γ
γ
γγ
γγ
ρ
ρ
ρ
ρ
2
2
00
1
1
)(
−
+
=
−
+
= −
−
⇒
)(1
)(1
)( 0
z
z
ZzZ
ρ
ρ
−
+
=
[ ]zki
L
zkti
eeVtzv 2)(
1),( ρω
+= −
+ ⇒ [ ])(1),( )(
zeVtzv zkti
ρω
+= −
+
[ ]zki
L
zkti
ee
Z
V
tzi 2)(
0
1),( ρω
−= −+
⇒ [ ])(1),( )(
0
ze
Z
V
tzi zkti
ρω
−= −+
APENDICE 5 – Ondas elementales 1D
Sea una función f(z, t) que cumple la ecuación unidimensional de D’Alembert:
0
1
2
2
22
2
=
∂
∂
−
∂
∂
t
f
cz
f
Vamos a utilizar las nuevas variables: ctzvctzu +=−= .
Entonces, calculando la derivada de una función de función:
v
f
u
f
z
v
v
f
z
u
u
f
z
f
∂
∂
+
∂
∂
=
∂
∂
∂
∂
+
∂
∂
∂
∂
=
∂
∂
porque 1=
∂
∂
=
∂
∂
z
v
z
u
2
22
2
2
2
2
2
v
f
vu
f
u
f
v
f
u
f
vuz
f
z
v
vz
u
uz
f
zz
f
∂
∂
+
∂∂
∂
+
∂
∂
=





∂
∂
+
∂
∂






∂
∂
+
∂
∂
=
∂
∂






∂
∂
∂
∂
+
∂
∂
∂
∂
=





∂
∂
∂
∂
=
∂
∂
Análogamente:






∂
∂
+
∂
∂
−=
∂
∂
∂
∂
+
∂
∂
∂
∂
=
∂
∂
v
f
u
f
c
t
v
v
f
t
u
u
f
t
f
porque c
t
v
t
u
=
∂
∂
=
∂
∂
−






∂
∂
+
∂∂
∂
−
∂
∂
=





∂
∂
+
∂
∂
−





∂
∂
+
∂
∂
−=
∂
∂






∂
∂
∂
∂
+
∂
∂
∂
∂
=





∂
∂
∂
∂
=
∂
∂
2
22
2
2
2
2
2
2
v
f
vu
f
u
f
c
v
f
u
f
c
vu
c
t
f
t
v
vt
u
ut
f
tt
f
Entonces la ecuación de D´Alembert se convierte en:
042
1
2
1 2
2
22
2
2
2
22
22
2
2
2
2
22
2
=
∂∂
∂
=





∂
∂
+
∂∂
∂
−
∂
∂
−
∂
∂
+
∂∂
∂
+
∂
∂
=
∂
∂
−
∂
∂
vu
f
v
f
vu
f
u
f
c
cv
f
vu
f
u
f
t
f
cz
f
Integramos sobre v: )(0 1
2
uC
u
f
vu
f
=
∂
∂
⇒=
∂∂
∂
El resultado de la integración es una constante (respecto de v), que en general es
entonces una función de u. Si integramos de nuevo:
)()()()()()(),()( 2121211 ctzfctzfvfufvfduuCvufuC
u
f
++−=+=+=⇒=
∂
∂
∫
la nueva “constante” de integración depende sólo de v y finalmente queda demos-
trado que la solución es una superposición de una función de u y una función de v.

Luego: )(),(0
1
),( 2
2
22
2
ctzftzf
t
f
cz
f
tzf ∓=⇒=
∂
∂
−
∂
∂
⇒
Analicemos el comportamiento de la solución )(),( ctzftzf −=
Como f es una función de dos variables para los gráfi-
cos es conveniente tomar “fotos” a t constante. Por
ejemplo, para t = t0 se tiene la figura de la izquierda.
Para z = z0 la función vale f(z0 , t0) = f0 .
Si ahora tomamos un instante posterior t1 > t0 , existirá
una posición z1 para la cual se vuelve a tener el mismo
valor de la función f0. Esto ocurre cuando coinciden los
argumentos: f(z0 , t0) = f(z1 , t1) ⇒ z0 – c t0 = z1 – c t1
de donde: z1 = z0 + c (t1 – t0) ⇒ z1 > z0.
Este razonamiento se puede hacer para cada posición
original z0, de manera que se observa que cada punto
de la curva original se desplaza a la derecha una canti-
dad uniforme c (t1 – t0).
Esto es equivalente a decir que la función misma se desplaza
hacia la derecha con velocidad constante c. Una magnitud
física cuya función representativa se “traslada” se denomina
una onda.
En el caso de la solución ])([)(),( tczfctzftzf −−=+= se ve fácilmente que el com-
portamiento es el mismo que el descripto, pero con una velocidad (-c). Por lo tanto esta so-
lución implica una onda que se propaga en el sentido decreciente de z.
Convencionalmente se denomina onda progresiva a la que se propaga en el sentido elegi-
do como positivo o de crecimiento de las posiciones y regresiva a la que se propaga en el
sentido opuesto.
t0
f
z
f0
z0
t1
f
z
f0
z0 z1
c

RESUMEN
• Las líneas de transmisión son guías de onda donde se puede aplicar la aproxima-
ción cuasi-estática de parámetros distribuidos.
Se modelizan como cuadripolos en cascada de
extensión infinitesimal. Las variables significa-
tivas son la tensión y corriente a lo largo de la
línea.
• Las líneas ideales no tienen pérdidas de energía y el cuadripolo exhibe solamente
elementos reactivos. Resultan las ecuaciones del telegrafista para tensión y co-
rriente a lo largo de la línea:
zzzz t
i
L
z
v
t
v
C
z
i
∂
∂
−≈
∂
∂
∂
∂
−=
∂
∂
que llevan a las ecuaciones de onda: 00 2
2
2
2
2
2
2
2
=
∂
∂
−
∂
∂
=
∂
∂
−
∂
∂
t
i
LC
z
i
t
v
LC
z
v
Estas ecuaciones tienen soluciones ondulatorias:
CLZ
LC
cZtzvtzictzftzv /,
1
/),(),()(),( 00 ==== con∓
donde c es la velocidad de propagación de las ondas y Z0 la impedancia caracte-
rística de la línea.
• En el caso de las líneas reales se incorporan las pérdidas en los conductores y en
el dieléctrico. Esto lleva a ecuaciones de propagación más complicadas:
( ) ( ) 00 2
2
2
2
2
2
2
2
=−
∂
∂
+−
∂
∂
−
∂
∂
=−
∂
∂
+−
∂
∂
−
∂
∂
iRG
t
i
LGRC
t
i
LC
z
i
vRG
t
v
LGRC
t
v
LC
z
v
En el caso de ondas armónicas es fácil resolver las ecuaciones de ondas. Se ob-
tiene una constante de propagación compleja – que indica la propagación con
atenuación – y una impedancia característica compleja:
YZZZYiCiGYLiRZ =−=+=⇒+=+= 0,αβγωω
La velocidad de propagación de la onda es la velocidad de fase:
β
ω
=fv
Esta velocidad depende generalmente de la frecuencia, lo que produce el fenóme-
no de la dispersión, que implica la distorsión de pulsos o paquetes de onda que se
propaguen por la línea.
En la práctica son de interés las líneas de bajas pérdidas: R << ωL y G << ωC
donde: β
ωω
β
αωβ <<





+≈≡
C
G
L
R
LC
2
, y se tiene:
LC
v f
1
==
β
ω
0
0
00000
2
, Z
L
R
C
GZ
Z
C
L
ZZiZZ ′<<





−
′
≈′′≡′′′+′=
ωω
:con
La potencia que viaja por la línea es: )Re(
2
1 *
iviv =><
i(z,t) i(z+dz,t)
v(z,t) v(z+dz,t)
z

Cuando hay pérdidas la potencia va decreciendo a medida de que se propaga. Se
tiene en db/m: ( ) ( )αα
ee
vi
vi
z
z
10
2
10
1
10 log20log10log10 ==








+
• Una línea cargada generalmente presenta reflexión de ondas. La relación entre
las amplitudes de las ondas de tensión reflejada y la transmitida a la carga con la
incidente son los coeficientes de reflexión y transmisión:
L
L
L
L
L
YY
YY
ZZ
ZZ
V
V
+
−
=
+
−
==
+
−
0
0
0
0
ρ
0
2
1
ZZ
Z
V
V
L
L
L
L
L
+
=+==
+
ρτ
y los coeficientes de reflexión y transmisión de potencia:
2
2
02
L
L
L
i
t
L
i
r
Z
ZR
P
P
T
P
P
R τρ =
><
><
==
><
><
=
La reflexión de potencia se expresa normalmente en db mediante el coeficiente de
pérdida de retorno: ( )LRRL ρlog20)log(10 −=−=
• La relación entre tensión y corriente en cualquier punto del circuito es la impe-
dancia de onda o impedancia de campo:
)sen()cos(
)sen()cos(
),(
),(
)(
0
0
00
zZizZ
zZizZ
Z
ee
ee
Z
tzi
tzv
zZ
L
L
zi
L
zi
zi
L
zi
γγ
γγ
ρ
ρ
γγ
γγ
−
−
=
−
+
== −
−
y también la admitancia de onda o admitancia de campo:
)sen()cos(
)sen()cos(
)(
0
0
0
zYizY
zYizY
YzY
L
L
γγ
γγ
−
−
=
• Para líneas de transmisión de energía o información, la reflexión de potencia es
habitualmente perjudicial, y está acompañada de sobretensiones y sobrecorrientes
en la línea que pueden dañarla. El parámetro que define usualmente la importan-
cia de la reflexión es la relación de onda estacionaria:
L
L
ROE
ρ
ρ
−
+
=
1
1
que es la relación entre los valores máximo ( )LM VV ρ+= + 1 y mínimo ( )Lm VV ρ−= + 1
de tensión a lo largo de la línea. Los correspondientes valores máximo y mínimo
de corriente son: ( )LM
Z
V
I ρ+= +
1
0
y ( )Lm
Z
V
I ρ−= +
1
0
.
• Definimos el coeficiente de reflexión generalizado, dependiente de la posición
como: zi
Lzi
zi
e
eV
eV
z γ
γ
γ
ρρ 2
)( == −
+
−

PROBLEMAS
4.1) Una línea coaxil ideal con conductores de radios a = 0.5 mm, b = 0.5 cm y di-
eléctrico de εr = 4 lleva una onda de corriente progresiva de amplitud I0 = 0.1A y
frecuencia 10Mhz. Si la línea está terminada en su impedancia característica, cal-
cular: a) la impedancia característica, b) la velocidad de propagación de las on-
das, c) la onda de tensión en cada punto de la línea, d) los campos eléctrico y
magnético, c) el valor medio del vector de Poynting y la potencia media transpor-
tada por la onda y f) recalcular la potencia media del punto e) a partir de la co-
rriente y la tensión.
[Rta: 69.03 Ω, 1.5x108
m/seg]
4.2) Se carga una línea ideal de impedancia característica Z0 = 50Ω con una impe-
dancia ZL = (100 + i100)Ω. Calcular ρ en módulo y fase y la relación de onda esta-
cionaria.
[Rta: 0.62 e i0.52
, 4.26]
4.3) Una línea con R = 0.1Ω/m, G = 0, C = 3 pF/m y (L/C)1/2
= 300 Ω tiene a su en-
trada una tensión V0 = 10 eiωt
V, f = 100 MHz. Si la longitud de la línea es 30 m y
ZL = 100 Ω, 300 Ω y (0.4+i0.5) (L/C)1/2
, hallar la potencia media transmitida en los
tres casos.
[Rta: 0.06 W, 0.168 W, 0.054 W]
4.4) La relación de onda estacionaria en una línea de trasmisión sin pérdidas de
50 Ω terminada en una impedancia de carga desconocida es 3.0. La distancia en-
tre dos mínimos consecutivos del voltaje es 20 cm y el primer mínimo se encuen-
tra a 5 cm de la carga. Determine a) el coeficiente de reflexión y b) la impedancia
de carga ZL.
4.5) Una línea de transmisión sin pérdidas de longitud 0.434 λ y cuya impedancia
característica es de 100 Ω está terminada con una impedancia de (260 + i180) Ω.
Calcule a) el coeficiente de reflexión, b) la ROE, c) la impedancia de entrada y d)
la posición del máximo de voltaje más cercano a la carga.
[Rta: ρ = 0.6/21.6°, S = 4, Zi = (69 + i120) Ω, a 0.03λ de la carga]
4.6) Considere una línea ideal de impedancia Z0 y longitud L abierta en los extre-
mos y excitada en forma que la tensión en el centro de la línea es V(0, t) = V0 eiwt
.
a) Calcular las ondas de tensión y corriente en todo punto de la línea.
b) Si L = 3 m y la velocidad de las ondas en la línea es de 2.7x108
m/s, ¿cuáles
son las frecuencias permitidas de excitación?
[Rta: fn = 90 n MHz; n = 1,2,3,...]
4.7) Una línea ideal de Z0 = 50 Ω, vf = c y L = 10 m está excitada senoidalmente con
una frecuencia de 10 Mhz y conectada a una carga resistiva ZL = 10 Ω. a) Hallar la
relación de onda estacionaria. b) Calcular el desfasaje entre tensión y corriente a
la entrada de la línea. c) Diseñar un tramo de línea de adaptación (cuarto de on-
da) sabiendo que en esta vf = 0.8 c. ¿Cuál es la impedancia que ve el generador?.
[Rta: -64°18´, 22.3 Ω con 6 m]
4.8) Una línea de microcinta tiene un dieléctrico de cuarzo fundido (εr = 3.8). Cal-
cular εeff, Z0 y λ a 10 GHz, para: a) w/h = 4.5 y b) w/h = 1.1.

[Rta: a) εeff = 3.18, Z0 = 29.92 Ω, λ = 16.8 mm, b) εeff = 2.69, Z0 = 73.93Ω, λ = 18.28 mm]
4.9) A 10 GHz una línea de microcinta tiene los siguientes parámetros: h = 0.8 mm,
w = 1 mm, εr = 6.6, tan θ = 10 -4
y σc = 5.8 x 107
(Ωm)-1
. Calcule la atenuación por
pérdidas conductoras y por pérdidas dieléctricas.
[Rta: αc = 4.2 dB/m, αd = 0.177 dB/m]
4.10) Se desea construir una línea de microcinta de 20 Ω sobre zafiro (εr = 10). Cal-
cule el valor requerido de w/h, la permitividad relativa efectiva y la velocidad de
las ondas en la línea.

4 lineas1

Más contenido relacionado

La actualidad más candente (20)

Similar a 4 lineas1 (20)

Más de Edwin4321 (20)

Último (20)

4 lineas1