Control potencia triac
- 1. http://dispositivosdeelectrnicadepotencia.blogspot.com.ar/ Método de la constante de tiempo. • Cálculo de R y C: 1. Se calcula el valor mínimo de la constante de tiempo ζ de la dV/dt del dispositivo y el valor de R y C: ζ = (0,63 × VDRM) / (dV/dt) mín C = ζ / RL Rs = VA (máx) / (ITSM - IL) × Γ donde: VDRM = tensión de pico repetitiva de bloqueo directo. IL = corriente en la carga. RL = resistencia de carga. ITSM = corriente directa de pico no repetitiva. VA (máx) = tensión de ánodo máxima. Γ = coeficiente de seguridad (de 0,4 a 0,1). 2. Hallamos el valor de Rmín que asegura la no superación de la dI/dt máxima especificada (a partir de la ecuación de descarga de C): R mín = (VA (máx) / (dI /dt) × C)½ • Cálculo de L: L = VA (máx) / (dI / dt) Método de la resonancia. - Elegimos R, L y C para entrar en resonancia. El valor de la frecuencia es: f = (dV / dt) / 2p VA (máx.) En resonancia: f = 1 / 2p (LC)½ Þ C = 1 / (2pf )2L El valor de L es el que más nos interese, normalmente: L= 50 µH. El valor de R será: Rs = (L / C)½
- 2. El SCR (Silicón Controlled Rectifier o Rectificador Controlado de Silicio, Fig. 1), es un dispositivo semiconductor biestable formado por tres uniones pn con la disposición pnpn (Fig. 2). Está formado por tres terminales, llamados Ánodo, Cátodo y Puerta. La conducción entre ánodo y cátodo es controlada por el terminal de puerta. Es un elemento unidireccional (sentido de la corriente es único), conmutador casi ideal, rectificador y amplificador a la vez. Símbolo Estructura Características generales. • Interruptor casi ideal. • Soporta tensiones altas. • Amplificador eficaz. • Es capaz de controlar grandes potencias. • Fácil controlabilidad. • Relativa rapidez. • Características en función de situaciones pasadas (memoria). Características estáticas. Las características estáticas corresponden a la región ánodo - cátodo y son los valores máximos que colocan al elemento en límite de sus posibilidades: - Tensión inversa de pico de trabajo.............................................: VRWM - Tensión directa de pico repetitiva...............................................: VDRM - Tensión directa...........................................................................: VT
- 3. - Corriente directa media...............................................................: ITAV - Corriente directa eficaz................................................................: ITRMS - Corriente directa de fugas............................................................: IDRM - Corriente inversa de fugas............................................................: IRRM - Corriente de mantenimiento..........................................................: IH Las características térmicas a tener en cuenta al trabajar con tiristores son: - Temperatura de la unión ................................................................: Tj - Temperatura de almacenamiento ...................................................: Tstg - Resistencia térmica contenedor-disipador ......................................: Rc-d - Resistencia térmica unión-contenedor ............................................: Rj-c - Resistencia térmica unión-ambiente.................................................: Rj-a - Impedancia térmica unión-contenedor.............................................: Zj-c Características de control. Corresponden a la región puerta-cátodo y determinan las propiedades del circuito de mando que responde mejor a las condiciones de disparo. Los fabricantes definen las siguientes características: -Tensión directa máx. ....................................................................: VGFM - Tensión inversa máx. ...................................................................: VGRM - Corriente máxima..........................................................................: IGM - Potencia máxima..........................................................................: PGM - Potencia media.............................................................................: PGAV - Tensión puerta-cátodo para el encendido......................................: VGT - Tensión residual máxima que no enciende ningún elemento.............: VGNT - Corriente de puerta para el encendido...........................................: IGT - Corriente residual máxima que no enciende ningún elemento............: IGNT Entre los anteriores destacan: - VGT e IGT, que determinan las condiciones de encendido del dispositivo semiconductor. - VGNT e IGNT, que dan los valores máximos de corriente y de tensión, para los cuales en condiciones normales de temperatura, los tiristores no corren el riesgo de dispararse de modo indeseado. Área de disparo seguro. En esta área (Figura 3) se obtienen las condiciones de disparo del SCR. Las tensiones y corrientes admisibles para el disparo se encuentran en el interior de la zona formada por las curvas: • Curva A y B: límite superior e inferior de la tensión puerta-cátodo en función de la corriente positiva de puerta, para una corriente nula de ánodo. • Curva C: tensión directa de pico admisible VGF. • Curva D: hipérbola de la potencia media máxima PGAV que no debemos sobrepasar.
- 4. Fig.3. Curva características de puerta del tiristor. El diodo puerta (G) - cátodo (K) difiere de un diodo de rectificación en los siguientes puntos: Una caída de tensión en sentido directo más elevada. Mayor dispersión para un mismo tipo de tiristor. Características dinámicas. Características dinámicas. • Tensiones transitorias: - Valores de la tensión superpuestos a la señal de la fuente de alimentación. - Son breves y de gran amplitud. - La tensión inversa de pico no repetitiva (VRSM) debe estar dentro de esos valores. • Impulsos de corriente: - Para cada tiristor se publican curvas que dan la cantidad de ciclos durante los cuales puede tolerarse una corriente de pico dada (fig. 4). - A mayor valor del impuso de corriente, menor es la cantidad de ciclos. - El tiempo máximo de cada impulso está limitado por la temperatura media de la unión. fig. 4. Curva de limitación de impulsos de corriente. • Ángulos de conducción:
- 5. - La corriente y tensión media de un SCR dependen del ángulo de conducción. - A mayor ángulo de conducción, se obtiene a la salida mayor potencia. - Un mayor ángulo de bloqueo o disparo se corresponde con un menor ángulo de conducción (Figura 5): Ángulo de conducción = 180º - ángulo de disparo - Conociendo la variación de la potencia disipada en función de los diferentes ángulos de conducción podremos calcular las protecciones necesarias. Fig. 5. Ángulo de bloqueo y conducción de un tiristor. Características de conmutación. Los tiristores no son interruptores perfectos, necesitan un tiempo para pasar de corte a conducción y viceversa. Vamos a analizar este hecho. Tiempo de encendido (Ton ): Es el tiempo que tarda el tiristor en pasar de corte a conducción. Se divide en dos partes (Fig. 6): • Tiempo de retardo (td): tiempo que transcurre desde que la corriente de puerta alcanza el 50 % de su valor final hasta que la corriente de ánodo alcanza el 10 % de su valor máximo. Depende de la corriente de mando, de la tensión ánodo - cátodo y de la temperatura (td disminuye si estas magnitudes aumentan). • Tiempo de subida (tr): tiempo necesario para que la corriente de ánodo pase del 10 % al 90 % de su valor máximo, o, el paso de la caída de tensión en el tiristor del 90 % al 10 % de su valor inicial.
- 6. Ton = td + tr Fig. 6. Tiempo de encendido. Tiempo de apagado (Toff ): Es el tiempo que tarda el tiristor en pasar de conducción a corte. Se divide en dos partes (Fig. 7): • Tiempo de recuperación inversa (trr): tiempo en el que las cargas acumuladas en la conducción del SCR, por polarización inversa de este, se eliminan parcialmente. • Tiempo de recuperación de puerta (tgr): tiempo en el que, en un número suficiente bajo, las restantes cargas acumuladas se recombinan por difusión, permitiendo que la puerta recupere su capacidad de gobierno. Toff = trr + tgr Fig. 7. Tiempo de apagado. La extinción del tiristor se producirá por dos motivos: reducción de la corriente de ánodo Por debajo de la corriente de mantenimiento y por anulación de la corriente de ánodo. Características térmicas. Dependiendo de las condiciones de trabajo de un tiristor, éste disipa una cantidad de energía que produce un aumento de la temperatura en las uniones del semiconductor. Este aumento de la temperatura provoca un aumento de la corriente de fugas, que a su vez provoca un aumento de la temperatura, creando un fenómeno de acumulación de calor que debe ser evitado. Para ello se colocan disipadores de calor. Métodos de disparo.
- 7. Para que se produzca el cebado de un tiristor, la unión ánodo - cátodo debe estar polarizado en directo y la señal de mando debe permanecer un tiempo suficientemente larga como para permitir que el tiristor alcance un valor de corriente de ánodo mayor que IL, corriente neces aria para permitir que el SCR comience a conducir. Para que, una vez disparado, se mantenga en la zona de conducción deberá circular una corriente mínima de valor IH, marcando el paso del estado de conducción al estado de bloqueo directo. Los distintos métodos de disparo de los tiristores son: - Por puerta. - Por módulo de tensión. - Por gradiente de tensión (dV/dt) - Disparo por radiación. - Disparo por temperatura. El modo usado normalmente es el disparo por puerta. Los disparos por módulo y gradiente de tensión son modos no deseados. Disparo por puerta. Es el proceso utilizado normalmente para disparar un tiristor. Consiste en la aplicación en la puerta de un impulso positivo de intensidad, entre los terminales de puerta y cátodo a la vez que mantenemos una tensión positiva entre ánodo y cátodo. Fig. 8. Circuito de control por puerta de un SCR. - El valor requerido de VT necesario para disparar el SCR es: VT = VG + IG × R - R viene dada por la pendiente de la recta tangente a la curva de máxima disipación de potencia para obtener la máxima segurid ad en el disparo (Fig. 9). R = VFG / IFG Fig. 9. Recta tangente a la curva de máxima disipación de potencia. Disparo por módulo de tensión. Es el debido al mecanismo de multiplicación por avalancha. Esta forma de disparo no se emplea para disparar al tiristor de manera intencionada; sin embargo ocurre de forma fortuita provocada por sobre tensiones anormales en los equipos electrónicos. Disparo por gradiente de tensión. Una subida brusca del potencial de ánodo en el sentido directo de conducción provoca el disparo. Este caso más que un método , se considera un inconveniente. Fig. 10. Zona de disparo por gradiente de tensión. Disparo por radiación. Está asociado a la creación de pares electrón-hueco por la absorción de la luz del elemento semiconductor. El SCR activado por luz se llama LASCR. Disparo por temperatura. El disparo por temperatura está asociado al aumento de pares electrón - hueco generado en las uniones del semiconductor. Así, la suma (a1+ a2) tiende rápidamente a la unidad al aumentar la temperatura. La tensión de ruptura permanece constante hasta un cierto valor de la temperatura y disminuye al aumentar ésta. Condiciones necesarias para el control de un scr. Para el control en el disparo:
- 8. - Ánodo positivo respecto al cátodo. - La puerta debe recibir un pulso positivo con respecto al cátodo. - En el momento del disparo Iak > IL. Para el control en el corte: - Anulamos la tensión Vak. - Incrementamos RL hasta que Iak< IH. Limitaciones del tiristor. Limitaciones de la frecuencia de funcionamiento. - La frecuencia de trabajo en los SCR no puede superar ciertos valores. - El límite es atribuible a la duración del proceso de apertura y cierre del dispositivo. - La frecuencia rara vez supera los 10 Khz. Limitaciones de la pendiente de tensión dv/dt. "dV/dt" es el valor mínimo de la pendiente de tensión por debajo del cual no se producen picos transitorios de tensión de corta duración, gran amplitud y elevada velocidad de crecimiento. a) Causas: - La alimentación principal produce transitorios difíciles de prever en aparición, duración (inversamente proporcional a su amp litud) y amplitud. - Los contactores entre la alimentación de tensión y el equipo: cuya apertura y cierre pueden producir transito rios de elevada relación dV/dt (hasta 1.000 V/µs) produciendo el básculamiento del dispositivo. - La conmutación de otros tiristores cercanos que introducen en la red picos de tensión. b) Efectos: - Puede provocar el cebado del tiristor, perdiendo el control del dispositivo. - La dV/dt admisible varía con la temperatura. Limitaciones de la pendiente de intensidad di/dt. "dI/dt" es el valor mínimo de la pendiente de la intensidad por debajo de la cual no se producen puntos calientes. a) Causas: - Durante el cebado, la zona de conducción se reduce a una parte del cátodo cerca de la puerta, si el circuito exterior impone un creci miento rápido de la intensidad, en esta zona la densidad de corriente puede alcanzar un gran valor. - Como el cristal no es homogéneo, existen zonas donde la densidad de Intensidad es mayor (puntos calientes). b) Efectos: - En la conmutación de bloqueo a conducción la potencia instantánea puede alcanzar valores muy altos. - La energía disipada producirá un calentamiento que, de alcanzar el límite térmico crítico, podría destruir el dispositivo. Protecciones contra dv/dt y di/dt. Solución: colocar una red RC en paralelo con el SCR y una L en serie. Calculo: método de la constante de tiempo y método de l a resonancia. Figura 11. Circuito de protección contra dV/dt y dI/dt. Método de la constante de tiempo. • Cálculo de R y C: 1. Se calcula el valor mínimo de la constante de tiempo ζ de la dV/dt del dispositivo y el valor de R y C: ζ = (0,63 × VDRM) / (dV/dt) mín C = ζ / RL Rs = VA (máx) / (ITSM - IL) × Γ donde: VDRM = tensión de pico repetitiva de bloqueo directo. IL = corriente en la carga. RL = resistencia de carga. ITSM = corriente directa de pico no repetitiva. VA (máx) = tensión de ánodo máxima. Γ = coeficiente de seguridad (de 0,4 a 0,1). 2. Hallamos el valor de Rmín que asegura la no superación de la dI/dt máxima especificada (a partir de la ecuación de descarg a de C): R mín = (VA (máx) / (dI /dt) × C)½ • Cálculo de L: L = VA (máx) / (dI / dt) Método de la resonancia. - Elegimos R, L y C para entrar en resonancia. El valor de la frecuencia es: f = (dV / dt) / 2p VA (máx.) En resonancia: f = 1 / 2p (LC)½ Þ C = 1 / (2pf )2L El valor de L es el que más nos interese, normalmente: L= 50 µH. El valor de R será: Rs = (L / C)½
- 9. Limitaciones de la temperatura. En los semiconductores de potencia, se producen pérdidas durante el funcionamiento que se traducen en un calentamiento del di spositivo. Si los períodos de bloqueo y de conducción en un tiristor son repetitivos, la potencia media disipada en un tiristor será: La potencia disipada en los tiristores durante la conducción, es mucho mayor que la disipada durante el bloqueo y que la potencia disipada en la unión puerta - cátodo. Podemos decir que las pérdidas con una tensión de alimentación dada y una carga fija, aumentan con el ángulo de conducción (α). Si la conducción se inicia en t1 y termina en t2, la potencia media de perdidas será: Si representamos la VAK en función de la IA, tendremos la siguiente relación: VAK = V0 + IA × R V0 y R son valores aproximadamente constantes para una determinada familia de tiristores y para una determinada temperatura de la unión. En éste caso nos encontraremos dentro de la zona directa de la curva característica (Fig. 12). Fig. 12. Operando con las ecuaciones anteriores: PAV = V0 × IA (AV) + R × (IA (RMS))2 Esta ecuación se encuentra representada mediante curvas para distintas formas de onda (sinusoidal, rectangular,...) y para di stintos ángulos de conducción en la figura siguiente. La potencia que se disipa, depende del valor medio de la corriente y del valor eficaz, entonces dependerá del factor de forma: a = f = IA (RMS) / IA (AV)
- 10. Fig. 13. Una vez elegido el tiristor y teniendo en cuenta los parámetros más importantes como son la potencia total disipada y temperatura, y calculada también la potencia media que disipa el elemento en el caso más desfavorable, procederemos a calcular el disipador o radiador más apropiado para poder evacuar el calor generado por el elemento semiconductor al medio ambiente. Extinción del tiristor. Tipos de conmutación. Entenderemos por extinción, el proceso mediante el cual, obligaremos al tiristor que estaba en conducción a pasar a corte. En el momento en que un tiristor empieza a conducir, perdemos completamente el control sobre el mismo. El tiristor debe presentar en el tiempo ciertas condiciones para pasar de nuevo a corte. Este estado implica simultáneamente dos cosas: 1. La corriente que circula por el dispositivo debe quedar completamente bloqueada. 2. La aplicación de una tensión positiva entre ánodo y cátodo no debe provocar un disparo indeseado del tiristor. Existen diversas formas de conmutar un tiristor, sin embargo podemos agruparlos en dos grandes grupos: Conmutación natural. a) Libre. b) Asistida. Conmutación forzada. a) Por contacto mecánico. b) Por circuito resonante. -Serie -Paralelo c) Por carga de condensador. d) Por tiristor auxiliar. Aplicaciones del SCR. Las aplicaciones de los tiristores se extienden desde la rectificación de corrientes alternas, en lugar de los diodos convencionales hasta la realización de determinadas conmutaciones de baja potencia en circuitos electrónicos, pasando por los onduladores o inversores que transforman la corriente continúa en alterna. La principal ventaja que presentan frente a los diodos cuando se les utiliza como rectificadores es que su entrada en conducción estará controlada por la señal de puerta. De esta forma se podrá variar la tensión continua de salida si se hace variar el momento del disparo ya que se obtendrán diferentes ángulos de conducción del ciclo de la tensión o corriente alterna de entrada. Además el tiristor se bloqueará automáticamente al cambiar la alternancia de positiva a negativa ya que en este momento empezará a recibir tensión inversa. Por lo anteriormente señalado el SCR tiene una gran variedad de aplicaciones, entre ellas están las siguientes: · Controles de relevador. · Circuitos de retardo de tiempo. · Fuentes de alimentación reguladas. · Interruptores estáticos. · Controles de motores. · Recortadores. · Inversores. · Ciclo conversores. · Cargadores de baterías. · Circuitos de protección. · Controles de calefacción. · Controles de fase. El TRIAC (Triode for Alternative Current) es un dispositivo semiconductor de tres terminales que se usa para controlar el flujo de corriente promedio a una carga, con la particularidad de que conduce en ambos sentidos y puede ser bloqueado por inversión de la tensión o al disminuir la corriente por debajo del valor de mantenimiento. El TRIAC puede ser
- 11. disparado independientemente de la polarización de puerta, es decir, mediante una corriente de puerta positiva o negativa. Fig. 1: Símbolo del TRIAC. En la Fig. 1 se muestra el símbolo esquemático e identificación de las terminales de un triac, la nomenclatura Ánodo 2 (A2) y Ánodo 1 (A1) pueden ser reemplazados por Terminal Principal 2 (T2) y Terminal Principal 1 (T1) respectivamente. Estructura. Fig. 2: Estructura básica del TRIAC. La estructura contiene seis capas como se indica en la fig. 2, aunque funciona siempre como un tiristor de cuatro capas. En sentido T2-T1 conduce a través de P1N1P2N2 y en sentido T1-T2 a través de P2N1P1N4. La capa N3 facilita el disparo con intensidad de puerta negativa. La complicación de su estructura lo hace más delicado que un tiristor en cuanto a di/dt y dv/dt y capacidad para soportar sobre intensidades. Se fabrican para intensidades de algunos amperios hasta unos 200 (A) eficaces y desde 400 a 1000 (V) de tensión de pico repetitivo. Los TRIAC son fabricados para funcionar a frecuencias bajas; los fabricados para trabajar a frecuencias medias son denominados alternistores. El TRIAC actúa como dos rectificadores controlados de silicio (SCR) en paralelo Fig. 3, este dispositivo es equivalente a dos "latchs"(transistores conectados con realimentación positiva, donde la señal de retorno aumenta el efecto de la señal de entrada).
- 12. Fig. 3. La diferencia más importante que se encuentra entre el funcionamiento de un triac y el de dos tiristores es que en este último caso cada uno de los dispositivos conducirá durante medio ciclo si se le dispara adecuadamente, bloqueándose cuando la corriente cambia de polaridad, dando como resultado una conducción completa de la corriente alterna. El TRIAC, sin embargo, se bloquea durante el breve instante en que la corriente de carga pasa por el valor cero, hasta que se alcanza el valor mínimo de tensión entre T2 y T1, para volver de nuevo a conducir, suponiendo que la excitación de la puerta sea la adecuada. Esto implica la pérdida de un pequeño ángulo de conducción, que en el caso de cargas resistivas, en las que la corriente está en fase con la tensión, no supone ningún problema. En el caso de cargas reactivas se debe tener en cuenta, en el diseño del circuito, que en el momento en que la corriente pasa por cero no coincide con la misma situación de la tensión aplicada, apareciendo en este momento unos impulsos de tensión entre los dos terminales del componente. Applet curva características y funcionamiento. La curva característica del TRIAC es la representada en el siguiente Applet: El Applet describe la característica tensión – corriente del TRIAC entre los ánodos T2 y T1. La tensión Vb0 es aquella en el cual el dispositivo pasa de una resistencia alta a una resistencia baja y la corriente, a través del TRIAC, crece con un pequeño cambio en la tensión entre los ánodos. El TRIAC permanece en estado ON hasta que la corriente disminuye por debajo de la corriente de mantenimiento Ih. Esto se realiza por medio de la disminución de la tensión de la fuente. Una vez que el TRIAC entra en conducción, la compuerta no controla más la conducción, por esta razón se acostumbra dar un pulso de corriente corto y de esta manera se impide la disipación de energía sobrante en la compuerta. El mismo proceso ocurre con respecto al tercer cuadrante, cuando la tensión en el ánodo T2 es negativa con respecto al ánodo T1 y obtenemos la característica invertida. Por esto es un componente simétrico en cuanto a conducción y estado de bloqueo se refiere, pues la característica en el cuadrante I de la curva es igual a la del III. Métodos de disparo. Como hemos dicho, el TRIAC posee dos ánodos denominados (MT1 y MT2) y una compuerta G. La polaridad de la compuerta G y la polaridad del ánodo 2, se miden con respecto al ánodo 1. El triac puede ser disparado en cualquiera de los dos cuadrantes I y III mediante la aplicación entre los terminales de compuerta G y MT1 de un impulso positivo o negativo. Esto le da una facilidad de empleo grande y simplifica mucho el circuito de disparo. Veamos cuáles son los fenómenos internos que tienen lugar en los cuatro modos posibles de disparo.
- 13. 1. El primer modo del primer cuadrante designado por I (+), es aquel en que la tensión del ánodo MT2 y la tensión de la compuerta son positivas con respecto al ánodo MT1 y este es el modo más común (Intensidad de compuerta entrante). La corriente de compuerta circula internamente hasta MT1, en parte por la unión P2N2 y en parte a través de la zona P2. Se produce la natural inyección de electrones de N2 a P2, que es favorecida en el área próxima a la compuerta por la caída de tensión que produce en P2 la circulación lateral de corriente de compuerta. Esta caída de tensión se simboliza en la figura por signos + y -. Parte de los electrones inyectados alcanzan por difusión la unión P2N1 que bloquea el potencial exterior y son acelerados por ella iniciándose la conducción. 2. El Segundo modo, del tercer cuadrante, y designado por III (-) es aquel en que la tensión del ánodo MT2 y la tensión de la compuerta son negativos con respecto al ánodo MT1 (Intensidad de compuerta saliente). Se dispara por el procedimiento de puerta remota, conduciendo las capas P2N1P1N4. La capa N3 inyecta electrones en P2 que hacen más conductora la unión P2N1. La tensión positiva de T1 polariza el área próxima de la unión P2N1 más positivamente que la próxima a la puerta. Esta polarización inyecta huecos de P2 a N1 que alcanzan en parte la unión N1P1 y la hacen pasar a conducción. 3. El tercer modo del cuarto cuadrante, y designado por I(-) es aquel en que la tensión del ánodo MT2 es positiva con respecto al ánodo MT1 y la tensión de disparo de la compuerta es negativa con respecto al ánodo MT1( Intensidad de compuerta saliente). El disparo es similar al de los tiristores de puerta de unión. Inicialmente conduce la estructura auxiliar P1N1P2N3 y luego la principal P1N1P2N2. El disparo de la primera se produce como en un tiristor normal actuando T1 de puerta y P de cátodo. Toda la estructura auxiliar se pone a la tensión positiva de T2 y polariza fuertemente la unión P2N2 que inyecta electrones hacia el área de potencial positivo. La unión P2N1 de la
- 14. estructura principal, que soporta la tensión exterior, es invadida por electrones en la vecindad de la estructura auxiliar, entrando en conducción. 4. El cuarto modo del Segundo cuadrante y designado por III(+) es aquel en que la tensión del ánodo T2 es negativa con respecto al ánodo MT1, y la tensión de disparo de la compuerta es positiva con respecto al ánodo MT1(Intensidad de compuerta entrante). El disparo tiene lugar por el procedimiento llamado de puerta remota. Entra en conducción la estructura P2N1P1N4. La inyección de N2 a P2 es igual a la descrita en el modo I (+). Los que alcanzan por difusión la unión P2N1 son absorbidos por su potencial de unión, haciéndose más conductora. El potencial positivo de puerta polariza más positivamente el área de unión P2N1 próxima a ella que la próxima a T1, provocándose una inyección de huecos desde P2 a N1 que alcanza en parte la unión N1P1 encargada de bloquear la tensión exterior y se produce la entrada en conducción. Existe un gran número de posibilidades para realizar en la práctica el disparo del TRIAC, pudiéndose elegir aquella que más resulte adecuada para la aplicación concreta de que se trate. Se pueden resumir en dos variantes básicas: Disparo por corriente continua, Disparo por corriente alterna. Disparo por corriente continua. En este caso la tensión de disparo proviene de una fuente de tensión continua aplicada al TRIAC a través de una resistencia limitadora de la corriente de puerta. Es necesario disponer de un elemento interruptor en serie con la corriente de disparo encargado de la función de control, que puede ser un simple interruptor mecánico o un transistor trabajando en conmutación.
- 15. Este sistema de disparo es el normalmente empleado en los circuitos electrónicos alimentados por tensiones continuas cuya función sea la de control de una corriente a partir de una determinada señal de excitación, que generalmente se origina en un transductor de cualquier tipo. Disparo por corriente alterna. El disparo por corriente alterna se puede realizar mediante el empleo de un transformador que suministre la tensión de disparo, o bien directamente a partir de la propia tensión de la red con una resistencia limitadora de la corriente de puerta adecuada y algún elemento interruptor que entregue la excitación a la puerta en el momento preciso. Características generales y aplicaciones. La versatibilidad del TRIAC y la simplicidad de su uso le hacen ideal para una amplia variedad de aplicaciones relacionadas con el control de corrientes alternas. Una de ellas es su utilización como interruptor estático ofreciendo muchas ventajas sobre los interruptores mecánicos convencionales, que requieren siempre el movimiento de un contacto, siendo la principal la que se obtiene como consecuencia de que el TRIAC siempre se dispara cada medio ciclo cuando la corriente pasa por cero, con lo que se evitan los arcos y sobre tensiones derivadas de la conmutación de cargas inductivas que almacenan una determinada energía durante su funcionamiento. Resumiendo, algunas características de los TRIACS: - El TRIAC conmuta del modo de corte al modo de conducción cuando se inyecta corriente a la compuerta. Después del disparo la compuerta no posee control sobre el estado del TRIAC. Para apagar el TRIAC la corriente anódica debe reducirse por debajo del valor de la corriente de retención Ih. - La corriente y la tensión de encendido disminuyen con el aumento de temperatura y con el aumento de la tensión de bloqueo. - La aplicación de los TRIACS, a diferencia de los Tiristores, se encuentra básicamente en corriente alterna. Su curva característica refleja un funcionamiento muy parecido al del tiristor apareciendo en el primer y tercer cuadrante del sistema de ejes. Esto es debido a su bidireccionalidad.
- 16. - La principal utilidad de los TRIACS es como regulador de potencia entregada a una carga, en corriente alterna. Transistores de potencia El funcionamiento y utilización de los transistores de potencia es idéntico al de los transistores normales, teniendo como características especiales las altas tensiones e intensidades que tienen que soportar y, por tanto, las altas potencias a disipar. Existen tres tipos de transistores de potencia: bipolar. unipolar o FET (Transistor de Efecto de Campo). IGBT. Parámetros MOS Bipolar Impedancia de entrada Alta (1010 ohmios) Media (104 ohmios) Ganancia en corriente Alta (107) Media (10-100) Resistencia ON (saturación) Media / alta Baja Resistencia OFF (corte) Alta Alta Voltaje aplicable Alto (1000 V) Alto (1200 V) Máxima temperatura de operación Alta (200ºC) Media (150ºC) Frecuencia de trabajo Alta (100-500 Khz) Baja (10-80 Khz) Coste Alto Medio El IGBT ofrece a los usuarios las ventajas de entrada MOS, más la capacidad de carga en corriente de los transistores bipolares: Trabaja con tensión. Tiempos de conmutación bajos. Disipación mucho mayor (como los bipolares). Nos interesa que el transistor se parezca, lo más posible, a un elemento ideal: Pequeñas fugas. Alta potencia. Bajos tiempos de respuesta (ton, toff), para conseguir una alta frecuencia de funcionamiento. Alta concentración de intensidad por unidad de superficie del semiconductor. Que el efecto avalancha se produzca a un valor elevado (VCE máxima elevada). Que no se produzcan puntos calientes (grandes di/dt). Una limitación importante de todos los dispositivos de potencia y concretamente de los transistores bipolares, es que el paso de bloqueo a conducción y viceversa no se hace instantáneamente, sino que siempre hay un retardo (ton, toff). Las causas fundamentales de estos retardos son las capacidades asociadas a las uniones colector - base y base - emisor y los tiempos de difusión y recombinación de los portadores. Principios básicos de funcionamiento La diferencia entre un transistor bipolar y un transistor unipolar o FET es el modo de actuación sobre el terminal de control. En el transistor bipolar hay que inyectar una corriente de base para regular la corriente de colector, mientras que en el FET el control se hace mediante la aplicación de una tensión entre puerta y fuente. Esta diferencia
- 17. viene determinada por la estructura interna de ambos dispositivos, que son substancialmente distintas. Es una característica común, sin embargo, el hecho de que la potencia que consume el terminal de control (base o puerta) es siempre más pequeña que la potencia manejada en los otros dos terminales. En resumen, destacamos tres cosas fundamentales: En un transistor bipolar IB controla la magnitud de IC. En un FET, la tensión VGS controla la corriente ID. En ambos casos, con una potencia pequeña puede controlarse otra bastante mayor. Tiempos de conmutación Cuando el transistor está en saturación o en corte las pérdidas son despreciables. Pero si tenemos en cuenta los efectos de retardo de conmutación, al cambiar de un estado a otro se produce un pico de potencia disipada, ya que en esos instantes el producto IC x VCE va a tener un valor apreciable, por lo que la potencia media de pérdidas en el transistor va a ser mayor. Estas pérdidas aumentan con la frecuencia de trabajo, debido a que al aumentar ésta, también lo hace el número de veces que se produce el paso de un estado a otro. Podremos distinguir entre tiempo de excitación o encendido (ton) y tiempo de apagado (toff). A su vez, cada uno de estos tiempos se puede dividir en otros dos. Tiempo de retardo (Delay Time, td): Es el tiempo que transcurre desde el instante en que se aplica la señal de entrada en el dispositivo conmutador, hasta que la señal de salida alcanza el 10% de su valor final. Tiempo de subida (Rise time, tr): Tiempo que emplea la señal de salida en evolucionar entre el 10% y el 90% de su valor final. Tiempo de almacenamiento (Storage time, ts): Tiempo que transcurre desde que se quita la excitación de entrada y el instante en que la señal de salida baja al 90% de su valor final. Tiempo de caída (Fall time, tf): Tiempo que emplea la señal de salida en evolucionar entre el 90% y el 10% de su valor final. Por tanto, se pueden definir las siguientes relaciones:
- 18. Es de hacer notar el hecho de que el tiempo de apagado (toff) será siempre mayor que el tiempo de encendido (ton). Los tiempos de encendido (ton) y apagado (toff) limitan la frecuencia máxima a la cual puede conmutar el transistor: Otros parámetros importantes Corriente media: es el valor medio de la corriente que puede circular por un terminal (ej. ICAV, corriente media por el colector). Corriente máxima: es la máxima corriente admisible de colector (ICM) o de drenado (IDM). Con este valor se determina la máxima disipación de potencia del dispositivo. VCBO: tensión entre los terminales colector y base cuando el emisor está en circuito abierto. VEBO: tensión entre los terminales emisor y base con el colector en circuito abierto. Tensión máxima: es la máxima tensión aplicable entre dos terminales del dispositivo (colector y emisor con la base abierta en los bipolares, drenado y fuente en los FET). Estado de saturación: queda determinado por una caída de tensión prácticamente constante. VCEsat entre colector y emisor en el bipolar y resistencia de conducción RDSon en el FET. Este valor, junto con el de corriente máxima, determina la potencia máxima de disipación en saturación. Relación corriente de salida - control de entrada: hFE para el transistor bipolar (ganancia estática de corriente) y gds para el FET (transconductancia en directa). Modos de trabajo Existen cuatro condiciones de polarización posibles. Dependiendo del sentido o signo de los voltajes de polarización en cada una de las uniones del transistor pueden ser:
- 19. Región activa directa: Corresponde a una polarización directa de la unión emisor - base y a una polarización inversa de la unión colector - base. Esta es la región de operación normal del transistor para amplificación. Región activa inversa: Corresponde a una polarización inversa de la unión emisor - base y a una polarización directa de la unión colector - base. Esta región es usada raramente. Región de corte: Corresponde a una polarización inversa de ambas uniones. La operación en ésta región corresponde a aplicaciones de conmutación en el modo apagado, pues el transistor actúa como un interruptor abierto (IC 0). Región de saturación: Corresponde a una polarización directa de ambas uniones. La operación en esta región corresponde a aplicaciones de conmutación en el modo encendido, pues el transistor actúa como un interruptor cerrado (VCE 0). Avalancha secundaria. Curvas SOA. Si se sobrepasa la máxima tensión permitida entre colector y base con el emisor abierto (VCBO), o la tensión máxima permitida entre colector y emisor con la base abierta (VCEO), la unión colector - base polarizada en inverso entra en un proceso de ruptura similar al de cualquier diodo, denominado avalancha primaria. Sin embargo, puede darse un caso de avalancha cuando estemos trabajando con tensiones por debajo de los límites anteriores debido a la aparición de puntos calientes (focalización de la intensidad de base), que se produce cuando tenemos polarizada la unión base - emisor en directo. En efecto, con dicha polarización se crea un campo magnético transversal en la zona de base que reduce el paso de portadores minoritarios a una pequeña zona del dispositivo (anillo circular).La densidad de potencia que se concentra en dicha zona es proporcional al grado de polarización de la base, a la corriente de colector y a la VCE, y alcanzando cierto valor, se produce en los puntos calientes un fenómeno degenerativo con el consiguiente aumento de las pérdidas y de la temperatura. A este fenómeno, con efectos catastróficos en la mayor parte de los casos, se le conoce con el nombre de avalancha secundaria (o también segunda ruptura). El efecto que produce la avalancha secundaria sobre las curvas de salida del transistor es producir unos codos bruscos que desvían la curva de la situación prevista (ver gráfica anterior). El transistor puede funcionar por encima de la zona límite de la avalancha secundaria durante cortos intervalos de tiempo sin que se destruya. Para ello el fabricante suministra unas curvas límites en la zona activa con los tiempos límites de trabajo, conocidas como curvas FBSOA.
- 20. Podemos ver como existe una curva para corriente continua y una serie de curvas para corriente pulsante, cada una de las cuales es para un ciclo concreto. Todo lo descrito anteriormente se produce para el ton del dispositivo. Durante el toff, con polarización inversa de la unión base - emisor se produce la focalización de la corriente en el centro de la pastilla de Si, en un área más pequeña que en polarización directa, por lo que la avalancha puede producirse con niveles más bajos de energía. Los límites de IC y VCE durante el toff vienen reflejado en las curvas RBSOA dadas por el fabricante. Efecto producido por carga inductiva. Protecciones. Las cargas inductivas someten a los transistores a las condiciones de trabajo más desfavorables dentro de la zona activa. En el diagrama superior se han representado los diferentes puntos idealizados de funcionamiento del transistor en corte y saturación. Para una carga resistiva, el transistor pasará de corte a saturación. Para una carga resistiva, el transistor pasará de corte a saturación por la recta que va desde A hasta C, y de saturación a corte desde C a A. Sin embargo, con una carga inductiva como en el circuito anterior el transistor pasa a saturación recorriendo la curva ABC, mientras que el paso a corte lo hace por el tramo CDA. Puede verse que este último paso lo hace después de una profunda incursión en la zona activa que podría fácilmente sobrepasar el límite de avalancha secundaria, con valor VCE muy superior al valor de la fuente (Vcc). Para proteger al transistor y evitar su degradación se utilizan en la práctica varios circuitos, que se muestran a continuación:
- 21. a) Diodo Zéner en paralelo con el transistor (la tensión nominal zéner ha de ser superior a la tensión de la fuente Vcc). b) Diodo en antiparalelo con la carga RL. c) Red RC polarizada en paralelo con el transistor (red snubber). Las dos primeras limitan la tensión en el transistor durante el paso de saturación a corte, proporcionando a través de los diodos un camino para la circulación de la intensidad inductiva de la carga. En la tercera protección, al cortarse el transistor la intensidad inductiva sigue pasando por el diodo y por el condensador CS, el cual tiende a cargarse a una tensión Vcc. Diseñando adecuadamente la red RC se consigue que la tensión en el transistor durante la conmutación sea inferior a la de la fuente, alejándose su funcionamiento de los límites por disipación y por avalancha secundaria. Cuando el transistor pasa a saturación el condensador se descarga a través de RS. El efecto producido al incorporar la red snubber es la que se puede apreciar en la figura adjunta, donde vemos que con esta red, el paso de saturación (punto A) a corte (punto B) se produce de forma más directa y sin alcanzar valores de VCE superiores a la fuente Vcc. Para el cálculo de CS podemos suponer, despreciando las pérdidas, que la energía almacenada en la bobina L antes del bloqueo debe haberse transferido a CS cuando la intensidad de colector se anule. Por tanto: De donde: Para calcular el valor de RS hemos de tener en cuenta que el condensador ha de estar descargado totalmente en el siguiente proceso de bloqueo, por lo que la constante de tiempo de RS y CS ha de ser menor (por ejemplo una quinta parte) que el tiempo que permanece en saturación el transistor: Cálculo de potencias disipadas en conmutación con carga resistiva
- 22. La gráfica superior muestra las señales idealizadas de los tiempos de conmutación (ton y toff) para el caso de una carga resistiva. Supongamos el momento origen en el comienzo del tiempo de subida (tr) de la corriente de colector. En estas condiciones (0 t tr) tendremos: Donde IC más vale: También tenemos que la tensión colector - emisor viene dada como: Sustituyendo, tendremos que: Nosotros asumiremos que la VCE en saturación es despreciable en comparación con Vcc. Así, la potencia instantánea por el transistor durante este intervalo viene dada por: La energía, Wr, disipada en el transistor durante el tiempo de subida está dada por la integral de la potencia durante el intervalo del tiempo de caída, con el resultado: De forma similar, la energía (Wf) disipada en el transistor durante el tiempo de caída, viene dado como:
- 23. La potencia media resultante dependerá de la frecuencia con que se efectúe la conmutación: Un último paso es considerar tr despreciable frente a tf, con lo que no cometeríamos un error apreciable si finalmente dejamos la potencia media, tras sustituir, como: Cálculo de potencias disipadas en conmutación con carga inductiva Arriba podemos ver la gráfica de la iC (t), VCE (t) y p (t) para carga inductiva. La energía perdida durante en ton viene dada por la ecuación: Durante el tiempo de conducción (t5) la energía perdida es despreciable, puesto que VCE es de un valor ínfimo durante este tramo. Durante el toff, la energía de pérdidas en el transistor vendrá dada por la ecuación: La potencia media de pérdidas durante la conmutación será por tanto: Si lo que queremos es la potencia media total disipada por el transistor en todo el periodo debemos multiplicar la frecuencia con la sumatoria de pérdidas a lo largo del periodo (conmutación + conducción). La energía de pérdidas en conducción viene como: Ataque y protección del transistor de potencia
- 24. Como hemos visto anteriormente, los tiempos de conmutación limitan el funcionamiento del transistor, por lo que nos interesaría reducir su efecto en la medida de lo posible. Los tiempos de conmutación pueden ser reducidos mediante una modificación en la señal de base, tal y como se muestra en la figura anterior. Puede verse como el semiciclo positivo está formado por un tramo de mayor amplitud que ayude al transistor a pasar a saturación (y por tanto reduce el ton) y uno de amplitud suficiente para mantener saturado el transistor (de este modo la potencia disipada no será excesiva y el tiempo de almacenamiento no aumentará). El otro semiciclo comienza con un valor negativo que disminuye el toff, y una vez que el transistor está en corte, se hace cero para evitar pérdidas de potencia. En consecuencia, si queremos que un transistor que actúa en conmutación lo haga lo más rápidamente posible y con menores pérdidas, lo ideal sería atacar la base del dispositivo con una señal como el de la figura anterior. Para esto se puede emplear el circuito de la figura siguiente. En estas condiciones, la intensidad de base aplicada tendrá la forma indicada a continuación: Durante el semiperiodo t1, la tensión de entrada (Ve) se mantiene a un valor Ve (máx.). En estas condiciones la VBE es de unos 0.7 v y el condensador C se carga a una tensión VC de valor:
- 25. Debido a que las resistencias R1 y R2 actúan como un divisor de tensión. La cte. de tiempo con que se cargará el condensador será aproximadamente de: Con el condensador ya cargado a VC, la intensidad de base se estabiliza a un valor IB que vale: En el instante en que la tensión de entrada pasa a valer -Ve (min), tenemos el condensador cargado a VC, y la VBE=0.7 v. Ambos valores se suman a la tensión de entrada, lo que produce el pico negativo de intensidad IB (mín.): A partir de ese instante el condensador se descarga a través de R2 con una constante de tiempo de valor R2C. Para que todo lo anterior sea realmente efectivo, debe cumplirse que: Con esto nos aseguramos que el condensador está cargado cuando apliquemos la señal negativa. Así, obtendremos finalmente una frecuencia máxima de funcionamiento: Un circuito más serio es el de Control Antisaturación:
- 26. El tiempo de saturación (tS) será proporcional a la intensidad de base, y mediante una suave saturación lograremos reducir tS: Inicialmente tenemos que: En estas condiciones conduce D2, con lo que la intensidad de colector pasa a tener un valor: Si imponemos como condición que la tensión de codo del diodo D1 se mayor que la del diodo D2, obtendremos que IC sea mayor que IL: En lo que respecta a la protección por red snubber, ya se ha visto anteriormente. DIAC El DIAC (Diode Alternative Current, Fig. 1) es un dispositivo bidireccional simétrico (sin polaridad) con dos electrodos principales: MT1 y MT2, y ninguno de control. Es un componente electrónico que está preparado para conducir en los dos sentidos de sus terminales, por ello se le denomina bidireccional, siempre que se llegue a su tensión de cebado o de disparo. Fig. 1: Símbolo del DIAC. Estructura:
- 27. Fig. 2: Estructura básica del DIAC. Características generales y aplicaciones: Se emplea normalmente en circuitos que realizan un control de fase de la corriente del triac, de forma que solo se aplica tensión a la carga durante una fracción de ciclo de la alterna. Estos sistemas se utilizan para el control de iluminación con intensidad variable, calefacción eléctrica con regulación de temperatura y algunos controles de velocidad de motores. La forma más simple de utilizar estos controles es empleando el circuito representado en la Figura 3, en que la resistencia variable R carga el condensador C hasta que se alcanza la tensión de disparo del DIAC, produciéndose a través de él la descarga de C, cuya corriente alcanza la puerta del TRIAC y le pone en conducción. Este mecanismo se produce una vez en el semiciclo positivo y otra en el negativo. El momento del disparo podrá ser ajustado con el valor de R variando como consecuencia el tiempo de conducción del TRIAC y, por tanto, el valor de la tensión media aplicada a la carga, obteniéndose un simple pero eficaz control de potencia. Fig. 3: Disparo de TRIAC mediante un DIAC. MOSFET Existen cuatro tipos principales de transistores MOSFET. Didácticamente conviene analizar primero el más común de todos que es el de canal N de empobrecimiento (o de deplexión), prácticamente el único usado en fuentes de alimentación y luego se hará una referencia a lo s otros tipos en futuras entregas. El FET de semiconductor–oxido metal, o MOSFET posee cuatro electrodos llamados “fuente” “compuerta” “ drenaje” y “sustrato”. A diferencia del JFET, FET de juntura o simplemente FET o transistor de efecto de campo, la compuerta está aislada g alvánicamente del canal. Por esta causa, la corriente de compuerta es extremadamente pequeña, tanto cuando la tensión de compuerta es positiva como cuando es negativa. L a idea básica se puede observar en la figura 1, en donde se muestra un corte de un MOSFET de empobrecimiento de canal N. Se compone de un material N (silicio con impurezas dadoras) con una zona tipo P a la derecha y una compuerta aislada a la izquierda. A similitud de una válvula electrónica, en donde los electrones libres circulan desde el cátodo a la placa, en un MOSFET circulan desde el terminal de “ fuente” al de “drenaje”, es decir desde abajo hacia arriba en el dibujo. En la válvula lo hacen por el vacío y en el MOSFET por el silicio tipo N. La zona P se llama sustrato (algunos autores la llaman cuerpo) y opera como si fuera una pared que presenta una dificultad a la circulación electrónica. Los electrones deben pasar por un estrecho canal entre la compuerta y el sustrato. La idea es que el silicio tipo N es un buen conductor, pero en la zona del sustrato se agregan impurezas tipo P que cancelan esa conductividad haciendo que esa zona sea aisladora.
- 28. Sobre el canal se agrega una delgada capa de dióxido de silicio (vulgarmente vidrio) que opera como aislante. Sobre esta finí sima capa de vidrio se realiza una metalización que opera como compuerta. Dado que la compuerta es aislada, se puede colocar en ella un potencial tanto negativo como positivo, tal como se puede observar en la figura 2: a) Tensión de puerta negativa b) Tensión de puerta positiva En la parte (a) se muestra un MOSFET de empobrecimiento con una tensión de compuerta negativa. La alimentación VDD, obliga a los electrones libres a circular desde la fuente hacia el drenaje. Estos circulan por el canal estrecho a la izquierda del sustrato P. La tensión de compuerta controla el ancho del canal. Cuanta más negativa sea la tensión de compuerta, menor será la corriente que circula por el MOSFET debido a que el campo eléctrico empuja a los electrones contra el sustrato. Inclusive una tensión suficientemen te negativa podrá, eventualmente, cortar la circulación de corriente. Cuando se pone tensión positiva en la compuerta, el canal N tiene toda su capacidad libre y el MOSFET se comporta como una ll ave cerrada. En las curvas de la figura 3 se puede observar el paralelismo extremo entre una válvula y un MOSFET. En “ a” se puede observar la familia de curvas para diferentes tensiones de compuerta. Observe que la corriente de drenaje se mantiene prácticamente constante independientemente de la tensión de “drenaje-fuente”, salvo en la zona inicial que se llama zona óhmica y que no es utilizada cuando el transistor funciona como llave. La familia de curvas se suele dividir en dos secciones. Las que están por debajo de cero y hasta VGSoff se llama sección de empobrecimiento y las que están por encima sección de enriquecimiento. Esto significa que el canal no sólo se puede angostar; en efecto, si se colocan tensiones positivas en la compuerta las lagunas del sustrato son repelidas y el canal se ensancha. En “ b” se puede observar la curva de transferencia de un MOSFET de empobrecimiento en donde Idss es la corriente de drenaje con la puerta en cortocircuito. Como la curva se extiende hacia la derecha, ésta no es la máxima corriente de drenaje. En efecto, tensiones positivas de compuerta generan una corriente de drenaje mayor. El símbolo eléctrico de un MOSFET de canal N de empobrecimiento puede observarse en la figura 4 al lado de su dibujo en corte. La compuerta se representa como una línea vertical con una salida hacia la izquierda. A su derecha se dibuja el canal como otra línea vertical fina, con una salida superior que es el drenaje y otra inferior que es la fuente. La flecha, en el sustrato P, apunta hacia adentro en el MOSFET de canal N de estrechamiento como indicando que el canal es estrecho.