Tesis doctoral robotica

ProgramadeDoctorado
AutomatizaciónAvanzadayRobótica
TesisDoctoral
SINTESISDECONTROLADORESPARACONVERTIDORESDE
POTENCIAUTILIZANDOREALIMENTACIÓNDELASALIDA
PASIVADELADINÁMICAEXACTADELERRORDE
SEGUIMIENTO:TeoríayPráctica
Instituto de Organización y Control de Sistemas Industriales
Enero de 2010

Índice general
Índice de Tablas viii
Índice de Figuras x
Esquema de la Tesis xi
1. Introducción y Motivación 1
1.1. Realimentación de la Salida Pasiva de la Dinámica Exacta del Error de
Seguimiento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4
1.2. Regulación en un convertidor Boost utilizando ETEDPOF . . . . . . . 8
1.3. Algunas apreciaciones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15
2. Modelo por Efecto Joule 19
2.1. Deﬁniciones de Modelos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26
2.2. Modelado del Convertidor Boost . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28
2.3. Síntesis del Controlador para el Convertidor Boost utilizando ETED-
POF y el Modelo Equivalente Joule. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45
2.4. Parámetros de los Modelos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47
2.4.1. Obtención de los Fuentes de Tensión V j
q y V j
f . . . . . . . . . . 48
2.4.2. Cálculo de la Resistencia Joule . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50
2.4.3. Efectos de la Resistencia Joule sobre el Error de la Salida . . . . 51
v

2.5. Simulaciones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56
2.6. Resultados de Incluir el Modelo Joule para la Implementación del Con-
vertidor Boost . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62
3. Técnicas de Robustez para el Convertidor Boost 69
3.1. Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69
3.2. Teoremas y Lemas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70
3.3. Efectos de los Cambios de la Carga del Convertidor Boost Utilizando su
Modelo Ideal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74
3.3.1. Caso ∆C > 0 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 76
3.3.2. Caso ∆C < 0 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 85
3.4. Efectos de los Cambios de la Carga del Convertidor Boost Utilizando su
Modelo Joule . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 87
3.4.1. Caso de una raíz real ∆c > 0 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 90
3.4.2. Caso de tres raíces reales ∆c < 0 . . . . . . . . . . . . . . . . . 91
3.5. Simulaciones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 92
3.6. Identiﬁcación Paramétrica . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 100
3.7. Robustez Extendiendo el Espacio Estado con un Integrador del Error de
la Salida . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 103
3.8. Implementación Experimental . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 108
4. Seguimiento de Señal en Convertidores con Topología Boost 113
4.1. Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 113
4.2. Planiﬁcación de Trayectorias en un Convertidor Boost . . . . . . . . . . 114
4.2.1. Simulaciones e Implementación Experimental . . . . . . . . . . 117
4.2.2. Análisis de los Resultados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 119
4.3. Síntesis de un Controlador para el Seguimiento de Señales Senoidales en
un Convertidor Boost-Boost . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 121
4.3.1. Modelo Ideal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 123
4.3.2. Modelo Joule del Convertidor Boost-Boost . . . . . . . . . . . . 128
4.3.3. Simulaciones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 133
4.3.4. Implementación Experimental . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136

4.3.5. Análisis de los Resultados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 152
5. Conclusiones y Futuras Investigaciones Derivadas de la Presente Tesis
159
A. Algoritmo para la síntesis del modelo Joule 163
A.1. Síntesis del Modelo Joule para el Convertidor Buck-Boost . . . . . . . . 166
A.2. Síntesis del Modelo Joule para el Convertidor Boost-Boost en Cascada. 168
A.3. Síntesis del Modelo Joule para el Convertidor Cuk . . . . . . . . . . . . 171
A.4. Ventajas y Desventajas del Modelo Joule. . . . . . . . . . . . . . . . . . 173
B. Listado en Maple utilizando el Modelo Ideal para la transformación
afín 175
B.1. Restart . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 175
B.2. Halla las ecuaciones de x1s y x2s . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 175
B.3. Dinámica del Error del Sistema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 176
B.3.1. Equlibrios del Sistema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 178
C. Listado en Maple utilizando el Modelo Joule para la transformación
afín 181
C.1. Restart . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 181
C.2. Halla las ecuaciones de x1s y x2s . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 181
C.3. Dinámica del Error del Sistema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 182
C.3.1. Equlibrios del Sistema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 184
D. Listado en Maple utilizando el Modelo Ideal incluyendo el integrador185
D.1. Restart . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 185
D.2. Las ecuaciones del convertidor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 185
D.3. Dinámica del Error del Sistema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 187
D.3.1. Se transforma en variables del error . . . . . . . . . . . . . . . . 187
Bibliografía 192

Índice de cuadros
1.1. Vectores y Matrices de la Forma General . . . . . . . . . . . . . . . . . 6
1.2. Campos Constitutivos de la Forma General . . . . . . . . . . . . . . . . 7
1.3. Valores en estado estable de la tensión del condensador . . . . . . . . . 13
2.1. Variables y Paramétros del Diodo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33
2.2. Variables y Paramétros del Transistor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39
2.3. Equilibrios del Boost con los Modelos Ideal Σi, Joule ΣJ . . . . . . . . 44
2.4. Modelo Real Σm realizado con las mediciones del prototipo experimental 57
4.1. Mediciones de corriente en la bobina y tensión en los condensadores . . 140
4.2. Mediciones de Distorsión Armonica (THD) para variaciones de γ(µ =
10−6
) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 142
4.3. Datos Obtenidos del seguimiento de la salida senoidal (ω = 100rad/seg) 150
4.4. Datos Obtenidos del seguimiento de la salida senoidal (f = 50Hz) . . . 152
ix

Índice de ﬁguras
1.1. Modelo del Convertidor Boost . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9
1.2. Corriente en la Bobina Convertidor Boost Ideal . . . . . . . . . . . . . 12
1.3. Tensión en el Condensador Convertidor Boost Ideal . . . . . . . . . . . 12
1.4. Control Convertidor Boost Ideal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12
1.5. Simulaciones y Mediciones Vd = 11 voltios . . . . . . . . . . . . . . . . 14
1.8. Valores Deseados respecto a Valores Medidos en Estado Estacionario en
el Rango de Funcionamiento del Convertidor Vd ∈ [10, 25] voltios . . . . 15
2.1. Curvas de Equilibrios de la Corriente en la Bobina . . . . . . . . . . . 22
2.2. Curvas de Equilibrios de la Tensión en el Condensador . . . . . . . . . 24
2.3. Modelo Ideal Σi del Convertidor Boost . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29
2.4. Modelo Circuital del Convertidor Boost . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30
2.5. Modelado del Diodo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32
2.6. Modelo Reducido del Diodo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34
2.7. Modelo del Transistor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35
2.8. Regiones de Operación del Transistor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36
2.9. Modelo del Transistor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37
2.10. Modelo para Corte y Saturación del Convertidor Boost . . . . . . . . . 40
2.11. Convertidor Boost con Modelo Reducidos de los Semiconductores . . . 41
2.12. Modelo de Referencia Real Σr del Convertidor Boost . . . . . . . . . . 41
2.13. Modelo Joule ΣJ del Convertidor Boost . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44
2.14. Curva Característica del Transistor de Unión del IGBT . . . . . . . . . 49
xi

2.15. Curva Característica del Diodo de Unión del IGBT . . . . . . . . . . . 49
2.16. Aproximación de los Semiconductores por medio de Exponenciales . . . 53
2.17. Aproximación de los Semiconductores por medio de Líneas Rectas . . . 54
2.18. Integral del Error de los Modelos Real Aproximado y Joule en el Rango
de funcionamiento de la entrada u entre [0,1] . . . . . . . . . . . . . . . 55
2.19. Convertidor Boost Lazo Abierto, Modelos Σi, ΣJ y Orcad-PSpice R , ¯u =
0.5 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58
2.20. Puntos de Equilibrio Lazo Abierto en el rango de funcionamiento de la
entrada ¯u entre [0, 1], Modelos Σi, ΣJ , Orcad − PSpice R , Σm . . . . . . 60
2.21. Puntos de Equilibrio Lazo en Abierto barriendo la resistencia Joule en el
rango Rj deﬁnido entre [0, 0.35] Ω, Modelos Σi, Orcad−PSpice R , ΣJ , Σm 61
2.22. Convertidor Boost Lazo Cerrado, Modelos Σr, ui
, uj
. . . . . . . . . . . 65
2.23. Mediciones y Simulaciones Vd = 10, Vd = 12, Vd = 15 y Vd = 17 voltios . 66
2.24. Mediciones y Simulaciones Vd = 22 voltios . . . . . . . . . . . . . . . . 67
2.25. Rango de Operación del prototipo en Lazo Cerrado con Control Joule . 67
2.26. Rango de Operación del prototipo en Lazo Cerrado con Control Ideal . 67
3.1. Diagramas de Fases para un sistema cuadrático con un único equilibrio
(BQS1) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72
3.2. Atlas con todos los Diagramas de Fase de un Sistema Cuadrático BQS3 73
3.3. Discrimante de Cardano . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 77
3.4. Comportamiento del Determinante ˜∆Q con raíces imaginarias y concavi-
dad positiva . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79
3.5. Comportamiento del Determinante ˜∆Q con dos raíces reales y concavi-
dad positiva . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79
3.6. Comportamiento del Discriminate de Cardano ∆C . . . . . . . . . . . . 80
3.7. Comportamiento del Determinante ˜∆Q con dos raíces reales y concavi-
dad negativa . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 81
3.8. Comportamiento del Discriminate de Cardano ∆C . . . . . . . . . . . . 82
3.9. Discriminante de Cardano para la Función Cúbica de los equilibrios del
Convertidor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93

3.10. Determinante para el segundo menor de la matriz simetrica de la deriva-
da de la función de Lyapunov . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94
3.11. Diagrama de Fases del Convertidor Boost Modelo Ideal en Lazo Cerrado
tres Raíces Reales . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 95
3.12. Diagrama de Fases del Convertidor Boost Modelo Joule en Lazo Cerrado
una Raíz Real Tipo Nodo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 98
una Raíz Real Tipo Foco . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 99
tres Raíces Reales Foco, Silla y Nodo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 100
3.15. Comparación de Diagramas de Fases del Convertidor Boost Modelos
Ideal y Joule con tres Raíces . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 101
3.16. Modelo Joule Identificacion Paramétrica con Cambios de Carga . . . . 104
3.17. Rangos de Carga para el caso β2 < 0 y α = −1 . . . . . . . . . . . . . . 108
3.18. Rangos de Carga para el caso β2 > 0 y α = −30 . . . . . . . . . . . . . 109
3.19. Mediciones en el Modelo Real Identificación Paramétrica con Cambios
de Carga de 4 a 2 Ω . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 110
3.20. Mediciones en el Modelo Real Identificación Paramétrica con Cambios
de Carga de 2 a 4 Ω . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 111
3.21. Regulación del Boost con integrador del error de la salida. Cambio de
carga de 2 a 1 Ω . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112
3.22. Regulación del Boost con integrador del error de la salida. Cambio de
carga de 1 a 2 Ω . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112
4.1. Simulaciones para el Seguimiento del polinomio ψ (t, ti, tf ) Vci
= 10 V a
Vcf
= 20 V . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 119
4.2. Comparación entre Simulaciones y Mediciones para el Seguimiento del
Polinomio de Vci
= 14 a Vcf
= 16 voltios . . . . . . . . . . . . . . . . . 120
Polinomio de Vci
= 13 a Vcf
= 17 voltios . . . . . . . . . . . . . . . . . 121
Polinomio de Vci
= 10 a Vcf
= 20 voltios . . . . . . . . . . . . . . . . . 122

4.5. Modelo Ideal del Convertidor Boost-Boost DC-AC con Carga Flotante 123
4.6. Modelo Joule del Convertidor Boost-Boost DC-AC con Carga Flotante 129
4.7. Simulaciones Boost-Boost con Convertidor DC-AC con Modelos Ideal y
Joule . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 135
4.8. Simulaciones Boost-Boost con Convertidor DC-AC con Modelos Ideal y
Joule (acercamientos) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 136
4.9. Prototipo del Convertidor Boost-Boost DC-AC con Carga Flotante . . 137
4.10. Fotografia del Prototipo del Convertidor Boost-Boost DC-AC . . . . . 138
4.11. Estimación de la resistencia de pérdidas de cada convertidor Boost . . . 141
4.12. Seguimiento Senoidal para el Convertidor DC-AC . . . . . . . . . . . . 143
4.19. Seguimiento Senoidal para el Convertidor DC-AC (B=20 voltios) . . . 150
4.20. Gráficas de los Datos Obtenidos del Seguimiento Senoidal para ω =
100rad/seg . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 151
4.25. Seguimiento Senoidal para el Convertidor DC-AC (B=20 voltios) . . . 157
4.26. Gráficas de los Datos Obtenidos del Seguimiento Senoidal para f = 50Hz158
A.1. Modelo Ideal del Convertidor Buck-Boost . . . . . . . . . . . . . . . . . 167
A.2. Circuito Esquemático del Convertidor Buck-Boost . . . . . . . . . . . . 167
A.3. Modelo Joule del Convertidor Buck-Boost . . . . . . . . . . . . . . . . 168
A.4. Modelo Ideal del Convertidor Boost-Boost . . . . . . . . . . . . . . . . 169
A.5. Circuito Esqumático del Convertidor Boost-Boost . . . . . . . . . . . . 170
A.6. Modelo Joule del Convertidor Boost-Boost . . . . . . . . . . . . . . . . 170

A.7. Modelo Ideal del Convertidor Cuk . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 171
A.8. Modelo Esquemático del Convertidor Cuk . . . . . . . . . . . . . . . . 172
A.9. Modelo Joule del Convertidor Cuk . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 172
A.10.Modelo Joule Modiﬁcado del Convertidor Cuk . . . . . . . . . . . . . . 173

Resumen
En este trabajo se estudia el diseño, la implementación y el desempeño de con-
troladores lineales de tipo pasivo para convertidores de potencia DC-DC en modo
continuo. El diseño está basado en la técnica de diseño denominada Realimentación de
la Salida Pasiva de la Dinámica Exacta del Error de Seguimiento (ETEDPOF, por sus
siglas en inglés). El diseño de estos controladores se estudia usando el clásico modelo
ideal y un modelo mejorado basado en las pérdidas por disipación de energía (llamado
modelo Joule). La evaluación del desempeño se realiza mediante la implementación
práctica en un prototipo real de laboratorio. Para estudiar el desempeño del contro-
lador diseñado ante variaciones de la carga, se realiza un análisis mediante la teoría de
sistemas cuadráticos acotados. Este análisis se complementa con técnicas robustas co-
mo la identiﬁcación paramétrica y control integral (adicionando a la ley de control una
integral del error de salida). Los diseños y análisis realizados se aplican e implementan
ﬁnalmente al seguimiento de trayectorias punto a punto en un convertidor Boost y al
seguimiento de trayectorias senoidales en un convertidor Boost-Boost con resultados
prácticos que mejoran los resultados presentados en la literatura.
xxi

Esquema de la Tesis
En este trabajo estudiamos una técnica general para la síntesis de leyes de control
basada en la propiedad de pasividad, técnica denominada Realimentación de la Sali-
da Pasiva de la Dinámica Exacta del Error de Seguimiento, a la cual nos referiremos
como ETEDPOF, por sus siglas en inglés. La base fundamental consiste en explotar
adecuadamente la dinámica exacta del error de seguimiento en la realimentación de
la salida pasiva. Los controladores propuestos serán capaces de resolver el problema
de seguimiento de trayectorias y, por ende, los relativos a la estabilización a valores
constantes (regulación). La técnica será abordada desde el punto de vista teórico y
práctico de manera que los resultados se complementen; esto permitirá demostrar su
validez, confiabilidad y aplicabilidad en el campo de la electrónica de potencia y en
el desarrollo de convertidores de potencia. Con esta finalidad presentamos diversos
capítulos que versan sobre las aportaciones y resultados que fueron logrados con la
utilización de la técnica y la implementación de circuitos convertidores de potencia.
El primer capítulo plantea un modelo de representación general para los convertidores
de potencia, el cual es utilizado para introducir la técnica ETEDPOF. Demostrando
que la ley de control sintetizada hace al sistema asintóticamente globalmente estable,
siempre que se cumpla cierta condición de acoplamiento. Consideramos el caso parti-
cular del convertidor Boost, para ello sintetizamos el controlador, realizamos el análisis
de estabilidad y su implementación física. Al momento de implementar los resultados
teóricos, en el laboratorio hallamos una diferencia significativa del comportamiento del
sistema controlado con los resultados de simulación. Esto ameritó un estudio especial
de modelado, el cual presentamos en el segundo capítulo.
En el segundo capítulo el objetivo es lograr una manera de reducir el error resultante
en la implementación del prototipo de laboratorio del convertidor bajo la ley de control
xxiii

propuesta en el primer capítulo. Para ello introducimos un modelo equivalente para
convertidores, bajo las siguientes premisas: sencillez, eficiencia y aplicabilidad práctica.
Esto se consiguió a través de la inclusión de las pérdidas en forma de calor por el
efecto Joule, obteniendo un nuevo modelo que denominamos Modelo Equivalente Joule
(MEJ). El controlador se sintetiza con el nuevo modelo, se implementa el convertidor
y se analizan los resultados. Luego, se demuestra que la ley de control en combinación
con el MEJ permiten reducir el error entre los resultados simulados y los medidos, tanto
en el transitorio producido en los estados de sistema como en el valor estacionario. De
esta manera, sin necesidad de introducir conceptos de robustez, se logran resultados
suficientemente precisos.
En el tercer capítulo se aborda el problema de robustez. En primer lugar, se estudia
el comportamiento del convertidor ante el supuesto de variaciones de la carga, logrando
demostrar que el convertidor, en lazo cerrado, es globalmente estable y acotado en un
intervalo acotado de valores de la carga. Además, se muestran los comportamientos, en
forma cualitativa, de las trayectorias ante las variaciones de la carga; representándolas
por medio de diagramas de fases (atlas). En segundo lugar, se introduce un integrador
del error de la salida y se estudia la estabilidad a través de un sistema extendido; pu-
diendo demostrar que existe un rango de operación donde el sistema es localmente asin-
tóticamente estable. Finalmente, se utiliza una técnica de identificación paramétrica,
con la cual hacemos detección de cambios de la carga del sistema y reconfiguramos la ley
de control. En el cuarto capítulo se resuelve el problema de seguimiento. Aprovechando
que la técnica general fue estructurada con esta finalidad, se planifican trayectorias que
logran transferencias de equilibrio a equilibrio para el convertidor Boost y se realiza
seguimiento de trayectorias senoidales con un convertidor de topología Boost-Boost con
la carga flotante. Se incluyen: la síntesis de los controladores, el análisis de estabilidad
y las simulaciones e implementaciones en los prototipos de laboratorio.

Capítulo 1
Introducción y Motivación
Se puede buscar el origen de la idea de pasividad en los trabajos de Henri Bénard
(1908), quien descubrió que en los materiales sometidos a prueba aparecían estructuras
hexagonales para absorber la energía introducida en forma de calor y que desaparecían
cuando ésta cesaba; estos resultados llevaron a Ilya Prigogine en 1967 a acuñar el tér-
mino “Estructuras Disipativas” [Pri69, Fra99]. Después de 20 años de trabajo, entre
1947 y 1967, se dió nacimiento al criterio de evolución general según el cual existen
dos tipos de comportamientos: uno cerca del equilibrio donde las estructuras disipati-
vas tienden a desaparecer y otro lejos del equilibrio donde se crean estos procesos no
lineales, demostrando que es posible crear orden a partir del caos.
Esto llevó a numerosos trabajos de investigación que le dieron relevancia a las
características pasivas de los sistemas (esta lista no es exhaustiva): Willems [Wil72]
presenta una teoría general de los sistemas dinámicos disipativos; Hill y Moylan [Hil76]
se reﬁeren a la estabilidad de estos sistemas y la existencia de una función que se
interpreta como energía total almacenada; en [Hil80] se analizan en profundidad las
propiedades de un sistema disipativo; Vidyasagar [Vid79] aborda, a través de la pa-
sividad, sistemas de gran escala interconectados; Byrnes e Isidori [Byr89] establecen el
principio de separación y el concepto de regulación en estado estable para sistemas no
lineales; en el notable trabajo de Byrnes et al. [Byr91] se presentan las condiciones bajo
las cuales un sistema es pasivo utilizando una realimentación de estado, así como una

2 Introducción y Motivación
serie de características referentes a la pasividad de los sistemas no lineales. Dos origi-
nales artículos de Sanders y Verghese, [San92] y [San91], tratan la síntesis de circuitos
promedio, así como la construcción de controladores estables basados en funciones de
Lyapunov. Los trabajos de van der Schaft [Sch96, Sch04] son referencias obligadas en
cuanto a su aplicación a los sistemas del tipo Euler-Lagrange y Hamiltoniano, la inter-
conexión de los mismos y las características pasivas que forman parte fundamental de
su funcionamiento. Chellaboina y Haddad [Che00] extienden las nociones de sistemas
dinámicos disipativos para formalizar los conceptos estrictamente positivo real y es-
trictamente acotado real. Algunos textos nos muestran hoy en día la madurez de esta
área. Dos textos son de referencia obligada cuando se trata los sistemas no lineales y
la pasividad: [Kha00] y [Sch96], éstos resumen años de investigación en ambas áreas.
Kokotovic y Arcak, [Kok01, Arc03], hacen una revisión general, histórica y cronológica
alrededor de los sistemas no lineales y controladores; tratan, en particular, sistemas
hamiltonianos, disipatividad, pasividad y funciones de Lyapunov.
Existen dos grandes vertientes cuando se diseñan controladores para los conver-
tidores de potencia: la primera versa alrededor de la linealización del modelo no lineal
alrededor de un punto de operación nominal o de una trayectoria, estos modelos re-
presentan una aproximación, de pequeña señal (small signal); la segunda versa sobre
la utilización de técnicas no lineales propiamente dichas y que se deﬁnen como de
“señales grandes” (large signal). Con respecto al funcionamiento de los convertidores
en pequeña señal resaltamos los trabajos de Mohan [Moh89], Erickson y Maksimovic
[Eri92], Kassakian et al. [Kas92] y Levine [Lev95] como referencias representativas.
Estos trabajos utilizan controladores lineales (PI, PID, adelanto, atraso, etc.) para
convertidores linealizados, con la limitación de asegurar estabilidad local alrededor de
un punto de operación nominal; Ortega et al. [Ort96] y Perez et al. [Per04] abordan
los conceptos de pasividad en conjunto con controladores lineales del tipo PI para
convertidores de potencia. En el caso del control de sistemas convertidores, desde el
punto de vista de gran señal, nos centraremos en los trabajos que emplean técnicas
de diseño basadas en pasividad utilizando funciones de Lyapunov: Erickson [Eri82],
Sanders y Verghese [San91, San92], Alvarez-Ramírez y Espinosa-Pérez [Alv02], Ley-
va et al. [Ley01, Ley06], Sira-Ramírez et al. [Sir07], Sira-Ramírez y Ortigoza [Sir06],

1 Introducción y Motivación 3
Spinetti et al. [Spi07] y Spinetti et al. [Spi05]. En estos casos, el sistema es al menos
semi-globalmente estable y es la razón de fondo para la utilización de pasividad junto
a las funciones de Lyapunov en convertidores de potencia.
Durante el desarrollo de este trabajo utilizamos una representación general de la
dinámica de los convertidores de potencia DC-DC [Sir05a, Sir05b] y [Sir06]. La re-
presentación general mencionada utiliza una estructura matricial para representar, a
través de campos vectoriales, algunos de los fenómenos físicos que aparecen en estos
circuitos eléctricos. A esta representación se ha llegado a través de las analogías exis-
tentes entre las dinámicas de los sistemas mecánicos y eléctricos. Estas relaciones se
conocen desde hace muchos años y son muchos los trabajos que se han escrito alrededor
de ellas. Otros investigadores han logrado llegar a una forma de representación sencilla
y aplicable de los sistemas: Maiser y Steinber [Mai79], Arimoto y Nakayama [Ari96],
Ortega et al. [Ort94], Ortega y Sira-Ramírez [Ort96], Sira-Ramírez [Sir98a] y Sira-
Ramírez et al. [Sir98b]. Estos trabajos nos llevan a través del formalismo Lagrangiano
y las representaciones de sistemas mecánicos a representaciones que pueden abarcar a
los convertidores de potencia. Sin embargo, las analogías y el formalismo Langragiano
no nos permite, al menos en forma directa, el análisis de los ﬂujos de energía. Esta es la
ventaja que los trabajos de Ortega y Sira-Ramírez [Ort94, Ort96, Sir98a, Sir98b] nos
permite conseguir, en especial la separación de los campos conservativos, disipativos y
de entrada que utilizamos en este trabajo.
Partiendo de la representación general utilizamos un método generalizado basado
en pasividad para sintetizar un controlador lineal. En el procedimiento obtenemos una
representación del convertidor de potencia, con la cual construimos la dinámica del
error de seguimiento por medio de un modelo referencial o no perturbado. Utilizando
como variable de realimentación la salida pasiva del sistema del error de seguimiento,
podemos sintetizar un controlador para regulación y seguimiento del convertidor. Este
lo denominamos realimentación de la salida pasiva de la dinámica exacta del error
de seguimiento (ETEDPOF por sus siglas en inglés, Exact Tracking Error Dynam-
ics Passive Output Feedback). Véanse [Sir05b] y [Sir06]. La esencia de esta técnica
de control radica en que explota las características pasivas del sistema, separando los
campos conservativos, disipativos, entradas y energía externa, permitiendo diseñar un

controlador lineal variante en el tiempo construido a partir de la planta no lineal. Para
el análisis de estabilidad del sistema de error utilizamos los conceptos de Lyapunov.
Finalmente, abordamos un ejemplo para estudiar la efectividad del método, centrán-
donos en el problema de regulación del convertidor Boost. Llevamos a cabo desde el
diseño del controlador hasta su implementación práctica, pasando por las simulaciones
correspondientes.
El objetivo de esta Tesis es el de tender un puente entre la teoría y la práctica
en el diseño de controladores lineales para convertidores de potencia DC-DC en mo-
do continuo. En consecuencia, iremos reuniendo diversos elementos que apuntan en
esa dirección a lo largo de este trabajo. Para comenzar, en las siguientes secciones,
presentaremos la técnica de diseño ETEDPOF y su aplicación al caso particular del
convertidor de potencia DC-DC Boost. Este ejemplo nos servirá de motivación para
apreciar que, en la práctica, no siempre es posible obtener resultados de simulación
que se aproximen con relativa precisión a los resultados experimentales, en un punto
de operación especifico y, con mayor dificultad, en el rango de operación del ciclo de
trabajo [0, 1]. Es por ello que resulta difícil que ésta o cualquier otra técnica de dis-
eño sean satisfactoriamente aplicadas en la práctica, al menos en forma directa o con
pocos o ningún ajuste, a partir de los modelos simples (ideales) usados en el control
de convertidores, en especial si no se hace intento alguno en minimizar las pérdidas
producidas por los elementos que constituyen el convertidor. El problema fundamental
estriba en que generalmente al plantear la teoría de diseño el modelo habitualmente
utilizado es ideal, por lo cual procederemos en el segundo capítulo a proponer un mo-
delo más preciso para convertidores de potencia DC-DC en modo continuo, del cual se
derivarán leyes de control mejor adaptadas a la realidad física.
1.1. Realimentación de la Salida Pasiva de la Dinámi-
ca Exacta del Error de Seguimiento
Con la finalidad de representar el comportamiento de un subconjunto de topologías
de convertidores de potencia de una manera generalizada, utilizamos la ecuación pro-
mediada del sistema y su salida, la cual denominaremos Σ, dada por:

1.1 Realimentación de la Salida Pasiva de la Dinámica Exacta del Error de
Seguimiento 5
Σ ≡
A ˙x (t) = J (u) x (t) − R x (t) + B (t) u (t) + E (t)
y (t) = BT
(t) x (t)
(1.1)
La representación (1.1) incluye las dinámicas del sistema en términos del espacio de
estados; la naturaleza de cada una de las respectivas variables se deﬁne en el cuadro 1.1.
Los campos y vectores asociados a la representación y al fenómeno físico son resumidos
en el cuadro 1.2. Estos responden al comportamiento existente en los convertidores de
potencia y a los diferentes dispositivos que almacenan y/o consumen la energía durante
el trasiego desde las fuentes a la carga.
Generalmente, las variables de estado utilizadas para representar los convertidores
están asociadas a campos eléctricos y magnéticos, por lo que los campos y vectores
resultantes quedan relacionados con tensiones y corrientes. Éstas no permiten expresar
de manera directa la potencia y la energía del sistema pero pueden ser convertidas
cuando se requiera. La energía proveniente de las fuentes de alimentación es represen-
tada por el vector E(t), la cual puede tomar forma de fuentes de tensión o corriente
según su topología.
Debido a que el sistema es disipativo, toda la energía es consumida por el conver-
tidor y la carga, convirtiendo energía eléctrica en energía térmica de acuerdo al efecto
Joule1
. Esta energía no tiene una expresión directa en términos de potencia sino que
se convierte en tensiones o corrientes, según corresponda, siendo posible obtener la
potencia como el producto de los campos eléctricos y magnéticos. De esta manera,
el campo disipativo R x (t) representa las pérdidas debidas a las resistencias o a las
conductancias existentes. Durante la transferencia, parte de la energía de los campos
eléctricos y magnéticos es acumulada en dispositivos pasivos en forma de tensión y
corriente, la cual representamos por medio del campo conservativo J (u(t)) x (t). Por
último, la energía es modulada por medio del campo de las entradas B (t) u (t).
Utilizando la forma general para convertidores de potencia junto a la dinámica del
error de seguimiento (o de estabilización) es posible resolver el problema de seguimiento
de trayectorias y, por ende, el de regulación. El controlador lineal que resulta es variante
1
Si en un conductor circula corriente eléctrica, parte de la energía cinética de los electrones se
transforma en calor debido a los choques que sufren con los átomos del material conductor por el que
circulan, elevando la temperatura del mismo.

Variables Descripción Dimensión
Vectores
x (t) Estados del sistema n
u Entradas promedio definidas de tal manera que u ∈ [0, 1]m
⊂
m
m
y (t) Salidas del sistema m
E Vector de coeficientes (constantes o variantes en el tiempo),
que representa las señales de entrada externas al sistema,
provenientes por lo general de fuentes externas o entradas de
energía al sistema (fuentes de potencia)
n
Matrices
A Matriz de coeficientes constantes, simétrica y definida positiva n × n
J (u(t)) Matriz antisimétrica ∀u que representa la característica con-
servativa del sistema y que puede tomar la forma: J =
J0 +
m
i=1
Jiui donde las Ji son matrices antisimétricas de coe-
ficientes constantes
n × n
R Matriz simétrica, semidefinida positiva y constante que repre-
senta la característica disipativa del sistema
n × n
B Matriz de coeficientes variantes en el tiempo representando
los canales de entrada de control al sistema. Nos referimos a
la columna i-ésima como bi
n × m
Cuadro 1.1: Vectores y Matrices de la Forma General
en el tiempo, basado en la realimentación de la salida pasiva. Una aplicación de este
controlador para convertidores de potencia se encuentra en los trabajos de Sanders
[San89], Leyva et al. [Ley06], [Ley01] y, en forma más general, en los trabajos de Sira-
Ramírez [Sir05b, Sir05a, Sir06]. En estos últimos trabajos hay un teorema fundamental
que repetimos aquí:
Teorema 1 Dado un sistema Σ representado mediante la ecuación
A ˙x (t) = J (u(t)) x (t) − R x (t) + B (t) u (t) + E (t) (1.2)

1.1 Realimentación de la Salida Pasiva de la Dinámica Exacta del Error de
Seguimiento 7
A ˙x (t) J (u) x (t) R x (t) B (t) u (t) E (t)
Energía Campo Campo Campo Energía
Total del Sistema Conservativo Disipativo Entradas Entrante
Cuadro 1.2: Campos Constitutivos de la Forma General
la salida y (t) = BT
(t) x (t) y las referencias para el vector de estado y el vector
de entrada (x∗
(t) , u∗
(t)). Definiendo e (t) = x (t) − x∗
(t); eu (t) = u (t) − u∗
(t);
ey (t) = B∗T
(t) e (t); u (t) = u∗
(t) − Γey (t), siendo Γ una matriz a coeficientes cons-
tantes y B∗
(t) es una matriz n × m cuya columna i-ésima está dada por la expresión
[Jix∗
(t) + bi], i = 1, . . . , m.
Si se verifica la condición de acoplamiento
R + B∗
(t) ΓB∗T
(t) > 0 ,
entonces e (t) converge semi-globalmente asintóticamente estable hacia el origen.
Demostración: De (1.2), la dinámica de referencia y las definiciones e (t) = x (t) −
x∗
(t) y eu (t) = u (t)−u∗
(t), se obtiene la siguiente dinámica del error de seguimiento,
A˙e (t) = J (u (t)) x (t) − J (u∗
(t)) x∗
(t) − R e (t) + B (t) eu (t)
Sumando y restando J (u (t)) x∗
(t) y agrupando términos se tiene
A˙e (t) = J (u (t)) e (t) + (J (u (t)) − J (u∗
(t))) x∗
(t) − R e (t) + B (t) eu (t)
Por otro lado
J (u (t)) x∗
(t)−J (u∗
(t)) x∗
(t) = J0 +
m
i=1
Jiui x∗
(t)− J0 +
m
i=1
Jiu∗
i x∗
(t) =
m
i=1
Jieui
x∗
(t), de donde
A˙e (t) = J (u (t)) e (t) − R e (t) +
m
i=1
Jieui
x∗
(t) + B (t) eu (t)
Utilizando B∗
, la ecuación anterior se reescribe
A˙e (t) = J (u (t)) e (t) − R e (t) + B∗
(t) eu (t)

Sea V (e (t)) = 1
2
e (t)T
Ae (t) una candidata a función de Lyapunov. Se tiene que
V (e (t)) > 0 si e (t) = 0 y V (0) = 0. Además ˙V (e (t)) < 0 para e (t) = 0 debido a la
condición de acoplamiento. Efectivamente,
˙V (e (t)) = eT
(t) [J (u(t)) e (t) − R e (t) + B∗
(t) eu (t)]
Dado que J (u) es una matriz anti-simétrica entonces
eT
(t) J (u(t)) e (t) = 0 ⇒ ˙V (e (t)) = eT
(t) [−R e (t) + B∗
(t) eu (t)]
De las definiciones de eu y u se tiene
eu (t) = −Γey (t) = −Γ [B∗
(t)]T
e (t) (1.3)
Entonces ˙V (e (t)) = eT
(t) −R − B∗
(t) Γ [B∗
(t)]T
e (t) < 0, sujeto a la condición
de acoplamiento. La estabilidad obtenida es semiglobal puesto que, en la práctica, la
acción de control se puede saturar. QED
De la expresión (1.3) surge la ley de control.
1.2. Regulación en un convertidor Boost utilizando
ETEDPOF
Aunque el controlador permite realizar seguimiento de trayectorias, nuestra inten-
ción es realizar regulación de forma tal que se alcance un valor o referencia de la tensión
de salida.
Como caso específico de estudio hemos recurrido al convertidor de potencia DC-DC
tipo Boost que funciona como elevador de tensión, con salidas mayores que la tensión
de alimentación. Supondremos que todos los parámetros del sistema son conocidos; en
especial, la carga R necesaria para el control.
El esquema circuital del convertidor Boost se representa en la figura 1.1.
Las ecuaciones que describen la dinámica promedio Σ del convertidor Boost son:
L ˙x1 = −x2 (1 − u) + E
C ˙x2 = x1 (1 − u) − x2
R
(1.4)

1.2 Regulación en un convertidor Boost utilizando ETEDPOF 9
L
E
u
C
R x2
x1
Figura 1.1: Modelo del Convertidor Boost
donde x1 es la corriente en la bobina, x2 es la tensión en el condensador, u es la señal de
control (continua) que adquiere valores en el intervalo [0, 1], R es la resistencia de carga,
E es la fuente de alimentación, L es la inductancia de la bobina y C es la capacitancia
del condensador. Reescrito en forma matricial:
L 0
0 C
˙x1
˙x2
=
0 − (1 − u)
(1 − u) 0
x1
x2
−
0 0
0 1/R
x1
x2
+
E
0
Según la forma general descrita en la ecuación (1.1), las matrices serán:
A =
L 0
0 C
; E =
E
0
; B =
0
0
;
J (u) =
0 − (1 − u)
(1 − u) 0
; R =
0 0
0 1/R
;
De acuerdo con la técnica general se utilizará un sistema referencial (o no pertur-
bado), deﬁnido por:
L ˙¯x1 = − (1 − ¯u) ¯x2 + E
C ˙¯x2 = (1 − ¯u) ¯x1 − ¯x2
R
El punto de equilibrio se obtiene de hacer cero las dinámicas:
¯x2 = Vd; ¯x1 = 1 −
¯x2
¯U
=
¯x2
2
RE
=
V 2
d
RE
; ¯u = 1 −
E
¯x2
Los errores de los estados y de la entrada están deﬁnidos por:
e1 = x1 − ¯x1; e2 = x2 − ¯x2; eu = u − ¯u

La dinámica exacta del error queda:
˙e1 = ˙x1 − ˙¯x1 = (− (1 − u) e2 + ¯x2eu)/L
˙e2 = ˙x2 − ˙¯x2 = (1 − u) e1 − e2
R
− ¯x1eu C
Reescrito en términos matriciales como:
L 0
0 C
˙e1
˙e2
=
0 − (1 − u)
(1 − u) 0
e1
e2
−
0 0
0 1/R
e1
e2
+
¯x2
−¯x1
eu
(1.5)
Utilizando la variable auxiliar:
ey = ¯bT
e = ¯x2 −¯x1
e1
e2
ey = ¯x2e1 − ¯x1e2
Utilizando un controlador de la forma eu = −γey es posible estabilizar el sistema.
Entonces el control se sintetiza de la forma:
u = ¯u − γ (¯x2e1 − ¯x1e2)
u = ¯u − γ (¯x2 (x1 − ¯x1) − ¯x1 (x2 − ¯x2))
u = ¯u − γ (¯x2x1 − ¯x1x2)
Una vez substituidos los equilibrios, el control toma la forma:
u = 1 −
E
Vd
− γ Vdx1 −
V 2
d
RE
x2 (1.6)
Para asegurar que el controlador propuesto haga converger los estados al punto
de referencia deseado es necesario demostrar que el sistema controlado es estable. De
acuerdo al Teorema 1, para que esto ocurra es necesario que se cumpla la condición de
acoplamiento R + B∗
(t) ΓB∗T
(t) > 0. Se observa que, de acuerdo a la forma general
dada por (1.1) y utilizando la dinámica del error obtenida para el convertidor Boost
en (1.5), las matrices R y B∗
(t) están dadas por:
R =
0 0
0 1/R
; B∗
(t) =
¯x2
−¯x1
Dado que tratamos el caso de regulación como caso particular del Teorema 1 y
el convertidor Boost como un convertidor especíﬁco, hemos realizado los siguientes
cambios de variables: B∗
(t) = B∗
:= ¯b y Γ = γ, donde γ es escalar y constante.

Por tanto:
R + ¯bγ¯bT
= R + γ¯b¯bT
=
0 0
0 1/R
+ γ
¯x2
−¯x1
¯x2 −¯x1 =
= γ
¯x2
2 −¯x2 ¯x1
−¯x2 ¯x1 ¯x2
1 + 1
Rγ
Para demostrar que la matriz es definida positiva utilizamos el Criterio de Sylvester2
.
El criterio de positividad se cumple, dado que el determinante del primer menor que
se obtiene es γV 2
d > 0, para γ > 0. A su vez, el segundo determinante está dado por
det
γ¯x2
2 −γ¯x2 ¯x1
−γ¯x2 ¯x1 γ¯x2
1 + 1
R
= γ
¯x2
2
R
= γ
V 2
d
R
> 0 y esta condición se cumple siempre que
R > 0.
Entonces, dado que la matriz de la condición de acoplamiento es definida positiva,
se puede asegurar que el sistema es asintóticamente estable.
Simulación Numérica con Matlab R . Con el objetivo de mostrar el comportamien-
to ideal del sistema con la ley de control obtenida, se procede a la simulación numérica
en Matlab R del sistema controlado. Los parámetros utilizados en la simulación son:
E = 10 voltios, R = 2 Ω, L = 33 µH, C = 1000 µF, γ = 0.0001, Vd = 15 voltios.
En las simulaciones se considera que el controlador ha sido diseñado para el circuito
promedio y, por tanto, su nivel de salida es una señal continua definida en el intervalo
[0, 1]. Obsérvese que el controlador se obtuvo por medio de un modelo ideal, por esta
razón no se han tomado en cuenta ninguno de los efectos existentes en un prototipo de
laboratorio, tales como pérdidas, retrasos y perturbaciones debidas a los dispositivos
pasivos y semiconductores.
A continuación, se muestran los resultados obtenidos, la corriente en la bobina en
la figura 1.2, tensión en el condensador en la figura 1.3 y el control en la figura 1.4.
Como se puede apreciar en las figuras 1.2 y 1.3, las condiciones iniciales son cero y
las coordenadas del equilibrio corresponden a ¯x1 = 11.25 amperios y Vd = ¯x2 = 15
voltios, respectivamente. En la figura 1.4 se aprecia que el control parte de ¯u = 0.3333
y estabiliza en el mismo valor.
2
Criterio de Sylvester: dada A una matriz simétrica, n × n real. La forma cuadrática definida
por Q (x) = xT
Ax = x, Ax ∀ ∈ n
es definida positiva si y sólo si los determinantes de los menores
principales son todos positivos.

Figura 1.2: Corriente en la Bobina Convertidor Boost Ideal
Figura 1.3: Tensión en el Condensador Convertidor Boost Ideal
Figura 1.4: Control Convertidor Boost Ideal

Implementación Práctica y Resultados Experimentales. Se procedió a imple-
mentar un prototipo de laboratorio de un convertidor DC-DC tipo Boost. Nuestro in-
terés es comparar los resultados obtenidos en las simulaciones con los obtenidos sobre
un sistema real (prototipo de laboratorio). Los detalles técnicos de la implementación
los presentaremos en el Capítulo 2. Sin embargo, incluimos aquí algunos aspectos rel-
evantes:
Los parámetros utilizados para el convertidor y la ley de control son: E = 10
voltios, R = 2 Ω, L = 33 µH, C = 1000 µF, γ = 0.0001.
La ley de control 1.6 fue implementada por medio de un DSP modelo ADSP-21992
para cerrar el lazo del convertidor.
Para el funcionamiento del prototipo es necesario incluir el modulador de ancho
de pulso (PWM) para accionar la entrada. La frecuencia se fijó a 20 kHz.
En las simulaciones se incluyó un algoritmo de acuerdo con la operación del PWM
y la misma frecuencia para realizar la comparación.
En las figuras 1.5a,b , 1.6a,b y 1.7a,b se pueden observar la corriente en la bobina
y la tensión en el condensador. En el cuadro 1.3 se pueden ver los valores en esta-
do estable de la tensión correspondientes a las figuras 1.5, 1.6 y 1.7. Se observa en
todas las figuras que las mediciones convergen más rápidamente que las simulaciones
y las respectivas dinámicas medidas presentan mayor amortiguamiento. Las simula-
ciones convergen a los valores deseados de tensión y de corriente; por el contrario, las
mediciones en el prototipo muestran que estos valores no pueden ser alcanzados por el
convertidor utilizando la ley de control propuesta.
Tensión del Condensador voltios voltios voltios
Valores deseados 11 15 20
Simulación 11 15 20
Medición 9.5 12.5 15
Cuadro 1.3: Valores en estado estable de la tensión del condensador

(a) Corriente en la Bobina (b) Tensión en el Condensador
Figura 1.5: Simulaciones y Mediciones Vd = 11 voltios

1.3 Algunas apreciaciones 15
Para complementar estos resultados se realizó un barrido, sobre los valores de equi-
librio de la tensión del condensador y de la corriente de la bobina, para el rango de
funcionamiento del convertidor3
. Por tanto, se hizo funcionar con valores de tensión de
salida deseados entre 10 y 25 voltios. Con los valores medidos de la salida se construyó
la figura 1.8a, es decir, tensión de salida deseada respecto a la tensión medida. Como
referencia incluimos una gráfica donde los valores deseados son iguales a los medidos.
En la figura 1.8b tenemos los valores de tensión medidos versus las corrientes medidas
en la bobina y, como referencia, las corrientes que deberían alcanzarse para el valor
deseado de tensión según la función de equilibrio ¯x1 = V 2
d /RE.
(a) (b)
Figura 1.8: Valores Deseados respecto a Valores Medidos en Estado Estacionario en el Rango de Fun-
cionamiento del Convertidor Vd ∈ [10, 25] voltios
1.3. Algunas apreciaciones
Utilizando los resultados medidos en el laboratorio y las simulaciones numéricas
procedemos a presentar las conclusiones y recomendaciones de este capítulo. Los resul-
tados en el rango de funcionamiento muestran que:
1. El convertidor implementado, conjuntamente con el controlador diseñado me-
diante la técnica ETEDPOF, no alcanza los valores deseados de tensión.
3
El rango de funcionamiento es ¯u ∈ [0, 1].

2. Los transitorios de las señales de corriente en la bobina y de tensión del conden-
sador de las simulaciones diﬁeren en forma apreciable de las mediciones realizadas
en el prototipo.
3. El error entre el valor deseado y las mediciones del prototipo en estado esta-
cionario, tanto para la corriente en la bobina como para la tensión en el con-
densador, se incrementa conforme aumenta el valor del control en estado esta-
cionario ¯u.
Esto nos lleva a las siguientes conclusiones:
El controlador sintetizado para el convertidor Boost no logra regular el compor-
tamiento del prototipo a los valores deseados.
La diferencia obtenida es tal que no puede ser atribuida a efectos tales como
variación de los parámetros con la temperatura (producidos por el medio circun-
dante) o efectos de variación de la frecuencia de operación, cuya contribución ha
sido minimizada en lo posible.
El modelo utilizado es insuﬁciente para permitir que la ley sintetizada sea apli-
cable al prototipo de forma directa por múltiples razones, las cuales pueden re-
sumirse en pérdidas de energía no modeladas.
Para solventar los inconvenientes suscitados al afrontar el problema práctico de
implementación, en este trabajo se planteó realizar los siguientes pasos:
Analizar la posibilidad de utilizar modelos matemáticos más precisos de los
componentes del convertidor, de modo que las realidades existentes puedan ser
tomadas en cuenta. En la medida de lo posible, estos modelos deben representar
la realidad con la mayor precisión y, al mismo tiempo, con la mayor sencillez
posible.
Adecuar un nuevo modelo de manera tal que permitan que la técnica de control
de realimentación de la salida pasiva de la dinámica del error sea aplicable, es
decir, que no sea tan complejo que no permitan la obtención de la ley de control.

1.3 Algunas apreciaciones 17
Estudiar los efectos de adicionar al controlador términos de la integral del error
de salida, con la ﬁnalidad de mejorar la robustez del convertidor.
Estudiar los efectos, sobre el sistema real, de las mejoras que producen las re-
comendaciones anteriores cuando son utilizadas en conjunto.

Capítulo 2
Modelo por Efecto Joule
Como hemos mostrado en el Capítulo 1, ante los efectos de un controlador basado
en un modelo ideal, el comportamiento experimental de un convertidor real presenta
diferencias apreciables respecto a la respuesta dinámica prevista idealmente, tanto en
estado estacionario como en el transitorio.
Como consecuencia de los resultados del Capítulo 1, el análisis del comportamiento
del convertidor requiere de la búsqueda de modelos más precisos que permitan conocer
de forma sencilla la dinámica y la estabilidad del convertidor y de nuevos diseños de
controladores (robustos). El primer aspecto será abordado en este capítulo, mientras
que el Capítulo 3 se centrará alrededor de la temática de robustez. En este punto, la
elección es difícil porque existe una gran cantidad de modelos diferentes y aproxima-
ciones.
El problema de modelado de convertidores ha sido ampliamente estudiado por
Tymersky et al. [Tym89], Vorperian [Vor90a], Czarkowski y Kazimierzuck [Cza92a],
Sanders [San89] y Cuk y Middelbrook [Cuk78]. Sin embargo, los modelos desarrollados
son, en su mayoría, de pequeña señal y aportan poca información respecto al uso de
prototipos experimentales, en especial cuando funcionan dentro de un amplio rango.
También se ha estudiado la utilización de modelos equivalentes simples de los semi-
conductores, tales como los citados en diversos textos de electrónica, como el clásico
Millman [Mil79], e inclusive la utilización de modelos complejos de los semiconductores
como el del diodo de Shockley [Sho49] y el modelo del transistor de Ebers-Moll [Ebe54]

20 Modelo por Efecto Joule
entre otros.
La revisión bibliográfica realizada permite extraer las siguientes conclusiones:
1. En muchos casos las técnicas de diseño de controladores parten de un modelo que
no incluye ningún tipo de pérdidas. Con el término “pérdidas” nos referimos a la
fracción de energía o potencia que el sistema consume cuando ésta es transferida
de la fuente de alimentación a la carga.
2. Algunos modelos intentan corregir los efectos de las pérdidas, que aparecen como
producto de una implementación experimental, incluyendo elementos resistivos.
De este modo se pueden aproximar parte de las pérdidas alrededor de un pun-
to de operación definido. Desde el punto de vista teórico esta aproximación es
suficiente pero desde el punto de vista práctico este hecho restringe las varia-
ciones dinámicas existentes en los materiales que conforman los prototipos de
laboratorio. Esta dinámica hace que la resistencia sea variable respecto al punto
de operación, puesto que las pérdidas existentes en los materiales conductores y
semiconductores varían, entre otros, con la corriente, la temperatura y la frecuen-
cia.
3. Otra propuesta que se ha considerado es la utilización de modelos equivalentes
simples de los semiconductores y de algunos dispositivos del convertidor. Este
procedimiento se encuentra extensamente utilizado en la literatura y, como es
previsible, arroja un modelo más preciso que el anterior, permitiendo un rango
mayor de operación para los modelos resultantes. Sin embargo, cuando intenta-
mos utilizarlos como herramientas para aplicaciones de laboratorios, encontramos
que el rango de operación aumenta pero el procedimiento para obtener los pará-
metros del modelo suele ser difícil y complicado, dependiendo en muchos casos
de información del fabricante que, normalmente, no puede ser utilizada directa-
mente. Cuando comparamos las trayectorias del modelo teórico y las obtenidas a
partir de los prototipos experimentales, observamos que los valores estacionarios
de las respuestas mejoran pero persisten las diferencias en los transitorios.
4. Modelos precisos son, normalmente, complejos. Tal es el caso de representar los
semiconductores por medio de los modelos Shockley [Sho49] y Ebers-Moll [Ebe54]

2 Modelo por Efecto Joule 21
(que abordaremos más adelante). Estos casos se afrontan a través de programas
computacionales capaces de resolver las dificultades de los circuitos equivalen-
tes para cada uno de los componentes, por ejemplo, Orcad-PSpice R , Psim R ,
Workbench R y otros. Por lo general, las simulaciones se asemejan fielmente a
los resultados experimentales. La desventaja radica en que la complejidad de las
ecuaciones no permite la obtención de controladores sencillos.
A manera de ejemplo, para observar las diferencias que se producen entre los mo-
delos, realizaremos simulaciones que muestran el comportamiento de la corriente del
inductor y la tensión del capacitor de un convertidor Boost en régimen estacionario
(sin incluir las especificaciones paramétricas que abordaremos más adelante). Los tres
casos comparados son:
1. Modelo Ideal que no incluye ningún tipo de pérdidas; en otras palabras, las re-
sistencias de pérdidas son cero.
2. Una variante del Modelo Ideal en la que se le incluyen las pérdidas existentes en
el inductor por medio de una resistencia en serie, Rin.
3. El circuito es simulado por medio del programa Orcad-PSpice R con mejoras de
los modelos de Shockley [Sho49] y Ebers-Moll [Ebe54], incluyendo variaciones de
temperatura y las dinámicas existentes en los materiales.
En los dos primeros casos la entrada del sistema u es continua y definida en el
rango [0, 1]. En el tercer caso su entrada presenta dos estados discretos {0, 1} ya que
el programa utiliza modelos de los componentes, por lo que se incluyó un modulador
(PWM) operando a 200 kHz. A pesar de que existe diferencia entre ambas entradas, el
hecho de operar a 200 kHz permite que la entrada modulada se aproxime, en promedio,
a la entrada continua.
En la figura 2.1 puede observarse el comportamiento de la corriente en la bobina,
donde se presentan los valores de equilibrio para cada caso y a los que nos referimos a
continuación:

La tasa de crecimiento mayor de la corriente ocurre en el Modelo Ideal sin Rin,
tanto que para u = 1 se hace inﬁnita por lo que se restringió el rango de u a
[0, 0.95].
El Modelo Ideal con Rin tiene una tasa de crecimiento intermedia y la corriente
máxima es de 1000 amperios para u = 1.
El modelo complejo de Orcad-PSpice R tiene la menor tasa de crecimiento siendo
su valor máximo 375 amperios para u = 1.
Figura 2.1: Curvas de Equilibrios de la Corriente en la Bobina
En la ﬁgura 2.2 presentamos la tensión en el capacitor, pudiendo resaltar:
La tasa de crecimiento de la tensión sigue siendo la mayor cuando la resistencia

Rin es cero, tomando un valor inﬁnito cuando u = 1; motivo por el cual se
restringió el rango de u a [0, 0.95].
La tasa de crecimiento disminuye con la inclusión de Rin y la tensión toma el
valor de cero voltios cuando u = 1.
El modelo Orcad-PSpice R mantiene la menor tasa de crecimiento, la tensión es
menor respecto a los otros modelos en casi todo el rango de la entrada u y toma
un valor de 6 voltios cuando u = 1.
El comportamiento en estado estacionario es similar por debajo de u = 0.7.
Los valores máximos del Modelo Ideal con Riny del Orcad-PSpice R son cualita-
tivamente similares.
El ejemplo es bastante ilustrativo, así que lo utilizaremos para intentar elegir el mo-
delo más adecuado de los tres presentados. Antes de intentar decidir, debemos presentar
las razones que dirigen la selección del modelo y que se originan en sus aplicaciones:
1. Se sintetizará un controlador.
2. Se simulará el comportamiento en lazo cerrado.
3. El control sintetizado se aplicará a un prototipo experimental.
4. El control sintetizado será empleado para regular el comportamiento del prototipo
experimental.
De acuerdo a estas necesidades la decisión es sencilla: debe utilizarse el Modelo
Ideal con Rin; debido a que:
La Rin aumenta la precisión del Modelo Ideal, pero esta precisión aún está rela-
tivamente lejos de la obtenida con Orcad-PSpice R .
Los modelos del Orcad-PSpice R son complejos y no permiten aplicar la técnica
de control que hemos introducido en el Capítulo 1.

Figura 2.2: Curvas de Equilibrios de la Tensión en el Condensador
En otras palabras, la decisión se circunscribe a un balance entre la precisión
y la complejidad del modelo, siendo este el marco conceptual en torno al cual
se desarrollará este capítulo. Debemos agregar que la precisión se obtendrá de
comparar los modelos matemáticos utilizados con las mediciones realizadas en
el prototipo experimental.
De este modo nos planteamos la posibilidad de desarrollar un nuevo modelo que
nos ofrezca una precisión adecuada, manteniendo una complejidad que nos permita
sintetizar una ley de control para implementarla utilizando un prototipo; es decir,
este nuevo modelo deber ser tal que tenga la mejor precisión y la menor complejidad
posibles, permitiendo la síntesis de controladores.
Esto plantea un nicho de estudio con la posibilidad de encontrar un modelo que

tenga algunas características de las técnicas anteriores y que permita obtener mejores
resultados (precisión) con modelos sencillos (complejidad).
Siguiendo estas premisas, presentamos en este capítulo una técnica de modelado
complementaria de las existentes que incluye las siguientes características:
1. Incluye resistencias internas.
2. Incluye elementos simples y lineales con la ﬁnalidad de mejorar la precisión de la
respuesta del modelo.
3. Permite la obtención de los parámetros del modelo de manera sencilla mediante
dos métodos:
Utilizando las curvas características que ofrece el fabricante, cuando se
disponga de ellas.
Utilizando mediciones directas sobre el prototipo experimental.
4. La sencillez de la propuesta permite la síntesis de controladores.
5. Puede obtenerse en lazo abierto y en lazo cerrado, siendo capaz de incluir las
pérdidas del lazo de realimentación.
6. Es capaz de obtener, con una precisión adecuada, tanto los estados estacionarios
como los transitorios.
7. Los modelos resultantes no tienen requerimientos computacionales excesivos.
El modelo obtenido logra copiar de una manera sencilla los comportamientos del
prototipo de laboratorio, consiguiendo semejanzas en las trayectorias del convertidor,
durante los transitorios y así como en los estados estacionarios. Esta doble función es
el aporte que nos ha llevado a incluirlo en este trabajo.
La idea que orienta la técnica es complementar la energía del modelo básico
con las pérdidas de energía existente en el prototipo, hasta conseguir una
aproximación adecuada, sin caer en modelos tan complejos que únicamente
pueden ser resueltos a través de programas especializados.

A continuación abordaremos diversos apartados para mostrar cómo llegar a esta
aproximación; se presentarán:
Definiciones de los diferentes modelos.
Aplicación al caso específico del convertidor Boost.
Análisis de estabilidad del convertidor en lazo cerrado.
Simulaciones en lazo abierto y lazo cerrado.
Síntesis de un controlador para un prototipo de laboratorio.
Resultados de la implementación del prototipo.
En los anexos, además, incluiremos un algoritmo que generaliza la técnica, ejem-
plos para algunos convertidores y detalles de la implementación para casos mono y
multivariables.
2.1. Definiciones de Modelos
Cuando se utilizan modelos que no incluyen pérdidas se omiten muchos efectos
existentes en los prototipos. Aquí hacemos especial énfasis en dos de ellos:
1. Una cantidad de energía considerable es despreciada.
2. La energía (potencia) pueden ser transferida en grandes cantidades y de forma
casi instantánea.
En el ejemplo de las figuras 2.1 y 2.2 se observa la primera de estas características,
la corriente puede crecer indefinidamente con el aumento del ciclo de trabajo cuando
se omiten las resistencias internas. Esto nos lleva a nuestro primer concepto.

2.1 Definiciones de Modelos 27
Modelo Ideal (Σi)1
: es una representación que intenta reproducir el compor-
tamiento de un fenómeno físico bajo el supuesto que toda la energía puede ser
transferida desde la fuente a la carga, sin restricciones de cantidad, tiempo y sin
pérdidas óhmicas. Además, por conveniencia, incluiremos el término Modelo
Ideal con Rin al modelo en el cual algunas pérdidas óhmicas son incluidas.
Cuando nos estemos refiriendo a las mediciones realizadas en el prototipo experi-
mental lo conceptualizaremos como modelo real. Éste se asocia directamente a las
características de los materiales, y por tanto es único y su comportamiento es no lineal.
Modelo Real (Σm)2
: es una representación abstracta de un sistema físico, que
reproduce fielmente todos y cada uno de los comportamientos, fenómenos y
restricciones que ocurren en un prototipo experimental. Este modelo es único
ya que no es posible obtener dos materiales con exactamente las mismas car-
acterísticas. El subíndice m hace referencia a las mediciones de las respuestas
o señales del prototipo experimental.
Incluir la complejidad de los modelos que representan el comportamiento de los
materiales, en especial de los semiconductores, es posible por medio de los programas
computacionales que pueden resolver los sistemas de ecuaciones diferenciales que de-
terminan el comportamiento del convertidor. Dado que nuestra intención no es utilizar
estos programas, introducimos un modelo de referencia para efectos de comparación que
está basado en los modelos de Shockley [Sho49] y de Ebers-Moll [Ebe54]. Especificare-
mos estos modelos en el transcurso de este capítulo, denominado modelo de referencia
real.
1
El subíndice i se utiliza para representar la característica ideal.
2
El subíndice m se utiliza para representar la característica física propia del prototipo experimental.

Modelo de Referencia Real (Σr)3
: dado que el modelo real Σm es en esencia
una abstracción, se requiere de alguna medida referencial que aproxime el
prototipo experimental, así que incluiremos este modelo como la representación
más precisa de la física de los materiales. En la medida que el modelo se hace
preciso también se hace complejo, pero pierde aplicabilidad cuando se intenta
obtener un controlador.
Partiendo de estos conceptos introducimos el Modelo Equivalente Joule o Modelo
Joule. Su base argumental es la inclusión de pérdidas debidas al efecto Joule establecido
por la Ley de Joule [Jou38]. Según éste, los dispositivos conductores y semiconductores
generan energía térmica cuando son atravesados por una corriente eléctrica. Recurri-
remos a la idea de concentrar las pérdidas debidas al calentamiento en equivalentes
lineales tales como fuentes de tensión y resistencias y omitiendo dinámicas que au-
menten el orden del sistema o efectos de alta frecuencia.
Modelo Equivalente Joule (ΣJ )4
: esta representación incluye, en la medida de
lo posible, pérdidas debidas al efecto Joule existentes en el modelo real Σm,
utilizando dispositivos lineales tales como fuentes de tensión constantes y re-
sistencias equivalentes.
A continuación, cada uno estos conceptos los aplicamos al caso específico del con-
vertidor Boost.
2.2. Modelado del Convertidor Boost
El modelo más utilizado del convertidor Boost tiene como característica la ausencia
de pérdidas y, por ende, la ausencia de resistencias internas y una respuesta instantánea.
El esquema circuital del modelo ideal Σi del convertidor Boost se representa en la
figura 2.3.
Las características ideales permiten que toda la energía sea transferida de la fuente
a la carga. Con el diagrama circuital de la figura 2.3 puede determinarse la dinámica
3
El subíndice r se utiliza para representar el hecho de que es una referencia.
4
El subíndice J se utiliza para representar la inclusión del efecto Joule.

2.2 Modelado del Convertidor Boost 29
L
E
ui
C R
xi
2
xi
1
Figura 2.3: Modelo Ideal Σi del Convertidor Boost
asociada al convertidor que viene dada por la siguiente ecuación:
L 0
0 C
˙xi
1
˙xi
2
=
0 − (1 − ui
)
(1 − ui
) 0
xi
1
xi
2
−
0 0
0 1
R
xi
1
xi
2
+
E
0
(2.1)
donde i es el superíndice que reﬁere al modelo ideal Σi, xi
1 es la corriente en la bobina,
xi
2 es la tensión en el condensador, ui
es la señal de control que adquiere valores en
el rango [0, 1], R es la resistencia de carga, E es la fuente de alimentación, L es la
inductancia de la bobina y C es la capacitancia del condensador.
Con la ﬁnalidad de tener un modelo más adecuado incluimos la pérdida de potencia
en el inductor por medio de una resistencia en serie con la bobina Rin.
En este caso la ecuación de estado que caracteriza la dinámica viene dada por la
ecuación (2.2).
L 0
0 C
˙xi
1
˙xi
2
=
0 − (1 − ui
)
(1 − ui
) 0
xi
1
xi
2
−
Rin 0
0 1
R
xi
1
xi
2
+
E
0
(2.2)
El modelo real Σm es aquel que representa exactamente el comportamiento del
prototipo experimental. Para nuestros efectos lo restringimos a las mediciones que
pueden obtenerse del montaje de laboratorio que permiten estudiar y observar el
comportamiento “real” del convertidor. A este respecto existe un sinnúmero de modelos

que intentan caracterizar cada uno de los componentes del convertidor, en nuestro caso,
la bobina, el condensador, la resistencia de carga, el diodo y el transistor, así como el
comportamiento de los conductores y conectores que permiten ensamblar el prototipo.
Es evidente que modelar esta estructura no es simple y que cada uno de estos
elementos tiene la suficiente dificultad para el desarrollo de innumerables trabajos de
investigación, algunos ya lo hemos referenciado y los repetimos [Tym89], [Vor90a],
[Cza92a], [San89] y [Cuk78]. En este sentido, empresas y universidades se han dedi-
cado al desarrollado de programas computacionales sofisticados que incluyen modelos
especializados de cada uno de los componentes, así como las relaciones que se crean de
su interconexión. En especial, citamos, entre otros, Orcad-PSpice R . PSpice fue desa-
rrollado por la Universidad de California, Berkeley en 1975 por Donald Pederson y hoy
dia pertenece a la empresa Cadence, éste incluye modelos de gran precisión para cada
uno de los elementos. Sin embargo, estos modelos por si mismos son de poca ayuda,
debido a su complejidad, cuando se diseñan controladores, pero son una herramienta
insustituible cuando se procede a la simulación.
Para obtener un modelo más adecuado que permita hacer comparaciones con el
modelo real Σm, procederemos a refinar un modelo con restricciones acordes con el
comportamiento real del convertidor, siguiendo siempre nuestro argumento principal
que es tratar de incluir la mayor cantidad de pérdidas por efecto Joule. Partiremos del
esquema circuital representado en la figura 2.4,
L
E u
Q
D
C R
x2
x1
Figura 2.4: Modelo Circuital del Convertidor Boost
donde R es la resistencia de carga, E es la fuente de alimentación, L es la inductancia de

la bobina y C es la capacitancia del condensador, u es la señal de control que adquiere
valores entre {0, 1}, D es el diodo y Q es el transistor.
Se consideran ciertas restricciones necesarias para reducir la complejidad presente
en el modelo, a saber:
1. Los elementos que almacenan energía tales como bobinas y condensadores serán
considerados como elementos lineales que no se ven afectados por variables como
la temperatura o la frecuencia de operación.
2. Los conductores y conexiones no incluyen pérdidas parásitas de ningún tipo.
3. Se hará especial énfasis en las pérdidas por efecto Joule de los dispositivos semi-
conductores que se producen durante el trasiego de energía.
4. El transistor opera pasando de abierto a cerrado y viceversa. Para que el fun-
cionamiento sea eﬁciente el tiempo de transición debe ser mínimo, puesto que
durante la transición también se producen pérdidas.
Con estas restricciones nos estamos circunscribiendo al hecho de que gran parte de
las pérdidas de potencia son generadas por los dispositivos semiconductores. Por esta
razón requerimos de modelos matemáticos que caractericen los dispositivos e incluyan
las pérdidas. En este trabajo utilizaremos el modelo Schockley [Sho49] y el de Ebers-
Moll [Ebe54] con algunas variantes introducidas para el PSpice que pueden conseguirse
recopiladas en el texto de Massobrio y Antognetti [Mas93].
Shockley [Sho49] modela el comportamiento de la unión tipo P-N del diodo mientras
que Ebers-Moll [Ebe54] lo hace para el transistor, representando el comportamiento de
la unión de 3 cristales tipo N-P-N o P-N-P. Para ambos dispositivos existen modelos
de baja y alta frecuencia, sin embargo, nos centraremos en los de baja frecuencia, o
modelos estáticos. A continuación introduciremos los modelos de ambos dispositivos
semiconductores, así como las consideraciones que realizamos al respecto.
Modelo del Diodo. La investigación de los materiales semiconductores comienza
en 1938 con los desarrollos teóricos de Davydov [Dav38], seguida por los resultados
prácticos obtenidos por Ohl en 1940 cuando observó el efecto fotovoltaico de un cristal
de silicio, el cual patentó en 1941 [Olh41]. Posteriormente, la teoría de funcionamiento

fue desarrollada por Schokley [Sho49]. Con esta base muchos modelos se han planteado
y gran parte de ellos se han convertido en herramientas de predicción como los utilizados
por Orcad-PSpice R .
Como introducción al modelo estudiado presentamos, en la figura 2.5a, un diagrama
representativo de la unión P-N, con un diagrama circuital y el modelo equivalente. En
la figura 2.5b tenemos el comportamiento estático del diodo y las zonas o regiones que
lo caracterizan.
El modelo equivalente incluye una resistencia serie rs, una fuente de corriente depen-
diente, una conductancia en paralelo Gmin y una característica constituida por regiones
que se muestran en la figura 2.5b y formuladas matemáticamente a través de las ecua-
ciones (2.3); en las cuales se muestra el comportamiento de la corriente que atraviesa
el diodo Id en función de la tensión en sus extremos VD, donde VD
∼= rsId + Vd
Id =



Isf
eqVD/nkT
− 1 + VDGm´ın ∀ −5nkT
q
≤ VD
−Isf
+ VDGm´ın ∀ −BV ≤ VD ≤ −5nkT
q
−IBV ∀ VD = −BV
Isf
e−q(BV +VD)/kT
− 1 + qBV
kT
∀ VD < −BV
(2.3)
Las variables, los parámetros, los valores típicos, la descripción y las unidades con-
tenidas en las ecuaciones (2.3) se han resumido en el cuadro 2.1.
Como se observa en la figura 2.5b y en las ecuaciones (2.3) existen tres regiones,
(a) Modelo del Diodo (b) Curva Característica del Diodo
PN
VDId
VD
VdId
rs
Rmin = 1
Gmin
Figura 2.5: Modelado del Diodo

Símbolo Descripción Valor Típico Unidad
Id Corriente del diodo A
VD Tensión en los extremos del diodo V
Vd Tensión de la fuente dependiente de corriente V
Isf
Corriente de saturación 10−12
A
T Temperatura nominal para simulaciones 25 o
C
k Constante de Boltzman 1.38 × 10−23
Joule/Kelvin
q Carga del electrón 1.6 × 10−19
Coulombios
rs Resistencia interna del diodo < 1∗
Ω
Gmin Conductancia mínima 10−12
Ω−1
BV Tensión de ruptura inversa 200∗
V
IBV Corriente de ruptura inversa 10−3
A
n Coeficiente de emisión 1-2
∗
Estos son valores típicos y están sujetos a las características de fabricación
Cuadro 2.1: Variables y Paramétros del Diodo
así como un punto de operación importante, definidos por:
I. Región de conducción en directo, se caracteriza porque la corriente Id crece en
forma exponencial respecto a la tensión en sus extremos, haciendo que la unión
P-N funcione como un conductor.
II. Región de conducción en inverso, cuya corriente tiende a un valor constante
definido por la corriente de saturación con valor típico muy pequeño, funcionando
de forma similar a un circuito abierto.
III. La tensión de ruptura es el máximo voltaje entre los extremos del diodo antes de
que el diodo entre en la región de ruptura (avalancha).
IV. Región de ruptura, aparece cuando la corriente en inverso crece de manera expo-
nencial (avalancha) pero en sentido contrario, siendo de especial cuidado porque
puede dañar el diodo rompiendo la unión P-N.

Siguiendo la metodología de incluir la máxima potencia consumida debemos analizar
las regiones de operación para reducir el modelo presentado, así tenemos que:
La región de conducción en directo es la que consume mayor potencia.
La región de conducción en inverso consume muy poca potencia puesto que la
corriente Isf
es muy pequeña, con valor típico de 10−12
A.
La región de ruptura no es funcional porque daña la unión.
De acuerdo con estos comportamientos, la única región importante es la de con-
ducción en directo ya que presenta la mayor parte de las pérdidas por efecto Joule.
Tal afirmación está sustentada en el conocimiento de la Ley de Joule; según ésta, la
potencia consumida es función del cuadrado de la corriente que lo atraviesa y es en la
región de conducción en directo donde existe mayor corriente. El termino Gmin de la
ecuación (2.3) puede ser despreciado porque su valor típico implica que el consumo de
potencia de la conductancia es muy pequeño. De este modo, el modelo del diodo de la
figura 2.5a puede reducirse al modelo de la figura 2.6. Además, podemos definirlo para
Vd ≥0 por el poco consumo en inverso.
Vd
Id
rs
Figura 2.6: Modelo Reducido del Diodo
La característica del diodo queda representada por la fuente de corriente depen-
diente Id = Isf
eqVd/nkT
− 1 , ∀Vd ≥ 0 en serie con la resistencia rs. Puede ser escrita
en términos de una fuente dependiente de tensión expresada por Vd = nkT
q
ln
Id+Isf
Isf
,
de manera que pueda ser utilizada en las mallas de voltaje del convertidor.
En base a lo anterior, el modelo reducido del diodo queda de la siguiente forma:
VD =



Idrs + nkT
q
ln
Id+Isf
Isf
Vd ≥ 0 (para Conducción o Saturación)
0 Vd < 0 (para Abierto o Corte)
(2.4)

Modelo del Transistor. Las investigaciones con los semiconductores llevaron a la in-
vención del transistor en 1947, atribuido a John Bardeen, Walter H. Brattain y Willian
Schockley. Los primeros resultados publicados al respecto son los de Bardeen y Brattain
[Bar48] y Shockley [Sho49]. Seguido por la teoría de funcionamiento y el correspondi-
ente modelado del transistor presentados por Hebers-Moll [Ebe54] y Moll [Mol58]. Hoy
en día estos modelos son mucho más precisos pero su complejidad ha aumentado al
incluir los efectos de la temperatura, del almacenamiento de energía en los materiales
y del ruido. Partiendo del trabajo de Hebers-Moll [Ebe54] realizaremos ciertas simpli-
ficaciones que nos permitirán establecer las condiciones de alto consumo de energía en
el transistor.
Presentamos el transistor a través de la figura 2.7, constituido por dos uniones de
tipo NPN o PNP de materiales semiconductores. La figura 2.7a es la representación
simbólica del dispositivo y la figura 2.7b, la distribución física de los materiales.
(a) Representación Simbólica del Transistor (b) Representación de la Geometría del Tran-
sistor
B
IB
C
IC
E
IE
VCE
B Base
C Colector
E Emisor
B
IB
C
IC
E
IE
NN Φe
P
Φc
Unión Colector
Unión Emisor
Figura 2.7: Modelo del Transistor
De acuerdo al modelo de señal grande del transistor desarrollado por Ebers-Moll
[Ebe54], existen tres regiones de operación a las que actualmente se han añadido dos.
A continuación hacemos referencia a las regiones y que, a su vez, se muestran en la
figura 2.8.

Figura 2.8: Regiones de Operación del Transistor
Las regiones dependen de la polarización de las uniones base-emisor y base-colector,
produciendo comportamientos típicos de la característica corriente de colector (Ic) en
función de la tensión colector-emisor (Vce).
Pueden destacarse las siguientes regiones de operación del transistor:
Región de saturación. Corresponde a una polarización directa de ambas uniones,
haciendo que la tensión colector-emisor tienda a cero (Vce → 0). En esta zona el
transistor actúa como un interruptor cerrado.
Región de corte. Corresponde a una polarización inversa en ambas uniones, ha-
ciendo que la corriente de colector tienda a cero (Ic → 0). En esta zona el tran-
sistor actúa como un interruptor abierto.
Región activa directa. Corresponde a una polarización directa de la unión base-
emisor e inversa de la unión base-colector. En esta zona el transistor actúa como
un ampliﬁcador lineal. A esta zona se le conoce como región de ampliﬁcación.
Región activa inversa. Corresponde a una polarización inversa de la unión base-
emisor y directa de la unión base-colector. Esta zona se usa raramente.

Región de ruptura. Corresponde a un aumento brusco de la corriente de colector
denominado avalancha. Este aumento es capaz de generar aumentos de tempe-
ratura capaces de dañar las uniones. Esta es una zona no-lineal con crecimiento
exponencial. Esta zona es acotada por la potencia máxima del transistor, donde
la potencia está definida por el producto de la corriente de colector y la tensión
colector-emisor.
En los convertidores de potencia los transistores funcionan como interruptores por
tanto su operación oscila entre corte y saturación. El transistor debe estar acondiciona-
do adecuadamente de modo tal que el paso por la región activa directa debe ser lo más
breve posible. En la figura 2.9a tenemos una representación del transistor en corte o
abierto y la figura 2.9b está en saturación o corto circuito, Φe y Φc son las tensiones
equivalentes en el emisor y en el colector
(a) Transistor en Corte (b) Transistor en Saturación
Ie re rc Ic Ie re rc Ic
Φe Φc
rb
Ib
rb
Ib
Figura 2.9: Modelo del Transistor
Las ecuaciones del modelo que utilizaremos se encuentran en el artículo de Ebers-
Moll [Ebe54] y corresponden a los estados de corte y saturación:
1. En corte: la corriente de colector es Ic = 0, y la tensión colector-emisor Vce viene
dada por las mallas que rodean al transistor.
2. En saturación: el modelo está dado por:

Vce = Φc − Φe = −kT
q
ln
αI 1−Ic
Ib
(1−αN )
αN
1+Ic
Ib
(1−αI )
Ic = αN
1−αN
Ib −
Ic0
1−αN
eqΦc/kT
− 1
(2.5)
donde Φe = kT
q
ln 1 − Ie+αI Ic
Ie0
, Φc = kT
q
ln 1 − Ic+αN Ie
Ic0
, IC0 = IC
(1−αI )
1−αN αI
, αN =
IC
IE VCB=0
y αI = IE
IC VEB=0
.
La tensión Vce corresponde al comportamiento de las uniones mientras las resisten-
cias re, rc, rb corresponden a los resistores asociados a las pérdidas y contactos óhmicos
de cada sección de material semiconductor. De esta manera, los estados presentados en
la ﬁgura 2.9 pueden expresarse en términos de tensión en los extremos del dispositivo
electrónico y vendrán dados por:
Vce ≈



Ic (re + rc) − kT
q
ln
αI 1−Ic
Ib
(1−αN )
αN
1+Ic
Ib
(1−αI )
(para Conducción o Saturación)
0 (para Abierto o Corte)
(2.6)
Cada una de las variables del modelo está descrita en el cuadro 2.2, incluyendo
valores típicos y unidades.
Las ecuaciones planteadas responden a una serie de restricciones utilizadas en la
implementación de convertidores accionados por transistores. La inclusión de pérdidas
por efecto Joule es coherente con las restricciones. Enumeramos estas restricciones a
continuación:
1. El transistor nunca funcionará como ampliﬁcador en estado estacionario, atrave-
sando la región de conducción activa directa durante los transitorios.
2. El circuito que maneja la base del transistor está diseñado de forma tal que el
paso por la región de activa directa ocurra en el menor tiempo posible.
3. Nunca se alcanzará la región de ruptura pues supondría daños al dispositivo.
4. El transistor siempre operará como interruptor, por tanto, se mantendrá en la
región de saturación o en la región de corte.

5. En la región de corte la corriente que atraviesa el transistor es muy pequeña y,
por tanto, la potencia consumida en este estado es despreciable.
6. El valor máximo de las pérdidas de potencia ocurrirá en la región de saturación.
Símbolo Descripción Valor Típico Unidad
Ic Corriente del colector A
Ie Corriente del emisor A
Ib Corriente de la base A
Φe Tensión emisor-base V
Φc Tensión colector-base V
VCE Tensión colector-emisor V
Vce Tensión en la unión colector-emisor V
Ie0 Corriente de saturación de la unión emisor-
base con Ic = 0
10−14
A
Ic0 Corriente de saturación de la unión colector-
base con Ie = 0
10−14
A
T Temperatura Nominal para simulaciones 25 o
C
k Constante de Boltzman 1.38 × 10−23
Joule/Kelvin
q Carga del electrón 1.6 × 10−19
Coulombios
re Resistencia interna del emisor < 1∗
Ω
rc Resistencia interna del colector < 1∗
Ω
rb Resistencia interna de la base < 2000∗
Ω
αN Ganancia del transistor en directo < 1
αR Ganancia del transistor en inverso < 1
Gmin Conductancia mínima 10−12
Ω−1
BV Tensión de ruptura inversa 200∗
V
IBV Corriente de ruptura inversa 10−3
A
nF Coeﬁciente de emisión en directo 1
nR Coeﬁciente de emisión en inverso 1
∗
Estos son valores típicos y están sujetos a las características de fabricación
Cuadro 2.2: Variables y Paramétros del Transistor

7. Los transistores utilizados como interruptores normalmente tienen ganancias menores
que uno.
Estas restricciones son el resultado de las normativas tácitas utilizadas en el diseño
de los convertidores de potencia, ya que reducen las pérdidas de energía.
Modelo General. Siguiendo el esquema circuital de la figura 2.4, la cual representa
al modelo real Σm, y considerando los dos estados de funcionamiento (uno con el
diodo en saturación y el transistor en corte y viceversa), se obtienen dos modelos de la
figura 2.10. Se incluyen cada uno de los modelos de los dispositivos simplificados, éstos
han sido elegidos porque son los que involucran la mayor disipación de energía de cada
dispositivo y, por tanto, la mayor pérdida para el convertidor. Véanse las figuras 2.10a
y 2.10b,
(a) Circuito de Corte del Transistor (b) Circuito de Saturación del Transistor
Rin L VD rs
E C R xm
2
Rin L
E
rb C R xm
2
rc
Φc
Φe
re
Vb
xm
1xm
1
Figura 2.10: Modelo para Corte y Saturación del Convertidor Boost
donde xm
1 es la corriente en la bobina, xm
2 es la tensión en el condensador, R es la
resistencia de carga, Rin es la resistencia interna de la bobina y E la fuente de ali-
mentación. Las demás variables y parámetros pueden verse en los cuadros 2.1 y 2.2.
Los modelos anteriores pueden ser reagrupados permitiendo obtener el circuito de
la figura 2.11, donde se añade µ que es la entrada en el conjunto {0, 1}.
A diferencia del circuito ideal, este circuito tiene el interruptor en la base del tran-
sistor y la señal de entrada µ es discreta, definida en el conjunto {0, 1}. Además se
considera que la Ic ≈ Ie, por lo que Ib ≈ 0.

Rin L VD
rs
E
C R xm
2
xm
1 µ
rb
rc
Φc
Φe
re
Vb
Figura 2.11: Convertidor Boost con Modelo Reducidos de los Semiconductores
Rin L V r
f Rr
fµ
V r
q
Rr
q
E
C R xr
2
xr
1
Figura 2.12: Modelo de Referencia Real Σr del Convertidor Boost
Esto nos permite describir la dinámica asociada:
L 0
0 C
˙xr
1
˙xr
2
=
0 − (1 − µ)
(1 − µ) 0
xr
1
xr
2
−
Rin 0
0 1
R
xr
1
xr
2
−




(re + rc) xr
1 + kT
q
ln
αI 1−
xr
1
Ibs
(1−αN )
αN
1+
xr
1
Ibs
(1−αI )
0



 µ
−


rsxr
1 + nKT
q
ln
xr
1+Isf
Isf
0

 (1 − µ) +
E
0
(2.7)
Agrupamos términos y conseguimos el modelo de referencia real Σr que aprecia-
mos en la ﬁgura 2.12. En este modelo la fuente de tensión dependiente de la corriente

del transistor vendrá dada por V r
q = Φc −Φe = Vce = −kT
q
ln
αI 1−
xr
1
Ib
(1−αN )
αN
1+
xr
1
Ib
(1−αI )
y la re-
sistencia es Rr
q ≈ rc +re. En el diodo la fuente de tensión es VD = V r
f = nkT
q
ln
xr
1+Isf
Isf
y la resistencia Rr
f = rs.
De lo anterior, es posible conseguir una dinámica que muestre el comportamiento
del convertidor incluyendo los modelos reducidos de los semiconductores. La ecuación
de estados viene dada por:
L 0
0 C
˙xr
1
˙xr
2
=
0 − (1 − µr
)
(1 − µr
) 0
xr
1
xr
2
−
Rin 0
0 1
R
xr
1
xr
2
+
E
0
−
−
Rr
qxr
1 + V r
q
0
µr
−
Rr
f xr
1 + V r
f
0
(1 − µr
)
donde xr
1 es la corriente en la bobina, xr
2 es la tensión en el condensador, µr
es la
entrada, R es la resistencia de carga, Rin es la resistencia interna de la bobina, E es la
fuente de alimentación, Rr
f , Rr
q son las resistencias internas de los semiconductores, V r
q
es la fuente de tensión dependiente del transistor en conducción y V r
f es la fuente de
tensión dependiente del diodo en conducción.
Esta nueva dinámica se parece en su forma a la del modelo ideal con Rin, pero
la existencia de funciones logarítmicas dependientes de xr
1 en los términos Vce y Vd
hace que el cálculo del controlador sea complejo. Por esta razón, decidimos utilizar una
aproximación del término logarítmico. Dicha aproximación puede ser acometida por
medio de diferentes funciones tales como rectas, exponenciales o funciones polinómicas
(haremos recomendaciones especíﬁcas a este respecto para futuras investigaciones). Por
simplicidad, utilizamos términos constantes.
Es importante notar que el modelo reducido requiere que los parámetros V r
f , V r
q y
Rin sean escogidos de tal manera que la aproximación tenga validez.

El desarrollo anterior nos lleva a un nuevo modelo que denominamos mode-
lo equivalente Joule ΣJ . Con este modelo se intenta concentrar las pérdidas
existentes en el prototipo, utilizando elementos lineales, en los estados de mayor
consumo de energía. Una fracción de las pérdidas está asociada a los semicon-
ductores en conducción, siendo representada por medio de fuentes de tensión,
otra fracción es obtenida de concentrar las pérdidas restantes. Estas pérdidas se
generan de los diferentes términos en las ecuaciones de los modelos realísticos y
de pérdidas no modeladas, tal como ocurre en los conductores, condensadores y
fuentes de alimentación.
En general las pérdidas son de dos tipos:
Por efecto del campo eléctrico, asociada a las caidas de tensión, de allí la
razón para la utilización de fuentes de tensión.
Por efecto del campo magnético, asociada a la corriente que atraviesa los
conductores y semiconductores, que representamos por medio de resistores.
Esta idea no es nueva, los transformadores eléctricos en su modelado incluyen dos
tipos de pérdidas básicas unas asociadas al campo eléctrico y al cuadrado de la corriente
que atraviesa los devanados; y otra asociada al campo magnético y al cuadrado de las
caídas de tensión inducidas por el núcleo. Estas ideas pueden apreciarse en [Har04] y
[Mit49].
Planteamos, entonces, el modelo equivalente Joule ΣJ para aproximar el con-
vertidor Boost basado en la inclusión de las pérdidas por calor (efecto Joule) y que
representamos por medio de la ﬁgura 2.13.
La dinámica asociada al comportamiento del circuito, que incluye las pérdidas pro-
ducidas por los semiconductores y por la resistencia interna de la bobina, viene dada
por la siguiente ecuación:
L 0
0 C
˙xj
1
˙xj
2
=
0 − (1 − uj
)
(1 − uj
) 0
xj
1
xj
2
−
Rin + Rj 0
0 1
R
xj
1
xj
2
+
E
0
−
V j
q
0
uj
−
V j
f
0
(1 − uj
)
(2.8)

Rin +Rj L
V j
f
uj
V j
q
E C R xj
2
xj
1
Figura 2.13: Modelo Joule ΣJ del Convertidor Boost
donde xj
1 es la corriente en la bobina, xj
2 es la tensión en el condensador, R es la resisten-
cia de carga, Rin es la resistencia interna de la bobina, Rj es la resistencia equivalente
que representa parte de la contribución de las pérdidas de los semiconductores, E es
la fuente de alimentación, V j
q es la caída de tensión en el transistor, V j
f es la caída de
tensión del diodo.
Este modelo por su sencillez permite la síntesis de controladores y aproxima con
relativa precisión el comportamiento real del convertidor. Para la síntesis requerimos
los equilibrios del convertidor, así que en el cuadro 2.3 los incluimos para los modelos
Ideal sin y con Rin y el modelo Joule.
Tensión(voltios) Corriente en la bobina (Amperios) Control
Modelo Ideal Σi sin Rin
¯xi
2 = Vd ¯xi
1 =
¯xi2
2
RE
¯ui
=1− E
¯xi
2
Modelo Ideal Σi con Rin
¯xi
2 = Vd ¯xi
1 = E
2Rin
− E
2Rin
2
−
¯xi2
2
RRin
¯ui
=1−
¯xi
2
¯xi
1R
Modelo Joule ΣJ
¯xj
2 = Vd ¯xj
1 =
(E−V j
q )
2(Rin+Rj)
−
(E−V j
q )
2
4(Rin+Rj)2 −
(V j
f −V j
q +¯xj
2)¯xj
2
R(Rin+Rj)
¯uj
=1−
¯xj
2
¯xj
1R
Cuadro 2.3: Equilibrios del Boost con los Modelos Ideal Σi, Joule ΣJ

2.3 Síntesis del Controlador para el Convertidor Boost utilizando ETEDPOF y el
Modelo Equivalente Joule. 45
2.3. Síntesis del Controlador para el Convertidor Boost
utilizando ETEDPOF y el Modelo Equivalente
Joule.
A continuación, procedemos a aplicar la técnica ETEDPOF para obtener una ley
de control utilizando el modelo equivalente Joule ΣJ . La dinámica del modelo Joule
ΣJ para el convertidor Boost viene dada en la ecuación (2.8).
Incluimos el sistema nominal o no perturbado del modelo Joule ΣJ :
L 0
0 C
˙¯xj
1
˙¯xj
2
=
0 − (1 − ¯uj
)
(1 − ¯uj
) 0
¯xj
1
¯xj
2
−
Rin + Rj 0
0 1
R
¯xj
1
¯xj
2
+
E
0
−
V j
q
0
¯uj
−
V j
f
0
(1 − ¯uj
)
donde ¯xj
1 es valor de equilibrio de la corriente en la bobina, ¯xj
2 es el valor de equilibrio
de la tensión en el condensador, ¯uj
es el valor de equilibrio del control.
Considerando el error de la forma e1 = xj
1 − ¯xj
1, e2 = xj
2 − ¯xj
2 y eu = uj
− ¯uj
,
obtenemos la dinámica exacta del error:
L 0
0 C


˙e
j
1
˙e
j
2

 =
0 − (1 − uj
)
(1 − uj
) 0
e1
e2
−
Rin + Rj 0
0 1
R
e1
e2
+
V j
f − V j
q + ¯xj
2
−¯xj
1
eu
Utilizando la variable auxiliar eu = −γey, donde γ es una constante positiva, con
la salida pasiva deﬁnida por:
ey = ¯bjT
e = V j
f − V j
q + ¯xj
2 −¯xj
1
e1
e2
ey = V j
f − V j
q + ¯xj
2 e1 − ¯xj
1 e2
Sintetizamos el controlador
uj
= ¯uj
− γ V j
f − V j
q xj
1 − ¯xj
1 + ¯xj
2xj
1 − ¯xj
1xj
2 (2.9)

Sustituyendo los equilibrios (ver cuadro 2.3) queda:
uj
= 1 −
Vd
RM
− γ V j
f − V j
q + ¯xj
2 xj
1 − M V j
f − V j
q + xj
2 (2.10)
donde Vd, E, V j
q , V j
f , R, Rin, Rj, γ son constantes que pueden ser sustituidas para simu-
laciones e implementación; y, la constante M está dada por:
M =
E − V j
q
2 (Rin + Rj)
−
E − V j
q
2
4 (Rin + Rj)2 −
V j
f − V j
q + ¯xj
2 ¯xj
2
R (Rin + Rj)
.
Esta expresión se puede verificar. A partir del controlador obtenido mediante el
modelo Joule ΣJ puede encontrarse el controlador del modelo ideal con Rin, haciendo
Rj = 0, V j
f = 0 y V j
q = 0,
ui
= 1 − Vd
R

 E
2Rin
− E2
4R2
in
−
¯xi2
2
RRin


− γ ¯xi
2xi
1 − E
2Rin
− E2
4R2
in
−
¯xj2
2
RRin
xi
2
Es necesario indicar que los modelos de otros convertidores, a excepción del
Buck, hacen que el procedimiento propuesto presente mayor complejidad:
1. El cálculo de los equilibrios no podrá resolverse de manera analítica
sino numérica (generalmente, a partir de la solución de una ecuación
transcendente).
2. El tiempo de cómputo para la implementación de tales ecuaciones (en
términos de algoritmos computacionales) aumenta significativamente.
Análisis de Estabilidad. Para efectos de estabilidad, verificamos la condición de
acoplamiento:
RJ + γ¯bj¯bjT
> 0
donde las matrices toman la siguiente forma:
RJ =
Rin 0
0 1
R
; ¯bj
=
V j
f − V j
q + ¯xj
2
−¯xj
1

2.4 Parámetros de los Modelos 47
Por tanto
RJ + γ¯bj¯bjT
=
Rin + Rj 0
0 1
R
+ γ
V j
f − V j
q + ¯xj
2
−¯xj
1
V j
f − V j
q + ¯xj
2 −¯xj
1 =
=
γ V j
f − V j
q + ¯xj
2
2
+ Rin + Rj −γ V j
f − V j
q + ¯xj
2 ¯xj
1
−γ V j
f − V j
q + ¯xj
2 ¯xj
1 γ¯xj2
1 + 1
R
Para que la matriz sea definida positiva, los determinantes de los menores principales
deben ser positivos. El primero cumple γ V j
f − V j
q + ¯xj
2
2
+ Rin + Rj > 0 puesto que
γ > 0, Rin > 0 y Rj > 0. El segundo determinante está dado por:
det
γ V j
f − V j
q + ¯xj
2
2
+ Rin + Rj −γ V j
f − V j
q + ¯xj
2 ¯xj
1
−γ V j
f − V j
q + ¯xj
2 ¯xj
1 γ¯xj2
1 + 1
R
=
=
γ(V j
f −V j
q +¯xj
2)
2
R
+ γ¯xj2
1 + 1
R
(Rin + Rj) > 0
De este modo puede afirmarse que es posible encontrar un controlador uj
definido
por la ecuación (2.10) para el cual el sistema es semiglobal y asintóticamente estable al
origen. El procedimiento utilizado, en este caso para el modelo Joule ΣJ , es planteado
en el Teorema 1 del Capítulo 1.
2.4. Parámetros de los Modelos
La determinación de los diferentes parámetros es parte importante del trabajo de
intentar copiar el comportamiento producido por el prototipo. Como hemos planteado
previamente, los elementos tales como bobinas, condensadores, fuentes de alimentación
y resistencia de carga serán considerados lineales y se hará caso omiso a sus variaciones
respecto a la temperatura y la frecuencia.
Modelo Ideal Σi
Los parámetros del modelo Ideal Σi son comunes a todos los modelos que utilizamos.
Estos vienen dados por E = 10 voltios, C = 1000 µF, L = 33 µH, R = 2 Ω. En el caso
de la variante que incluye la resistencia interna de la bobina, ésta será de Rin = 0.01 Ω.
Modelo de Referencia Real Σr
La parte más compleja del análisis es la obtención de los parámetros para el modelo
de referencia real puesto que se originan de información procedente del fabricante o de

pruebas de laboratorio que deben ser realizadas sobre el semiconductor que se utilice.
En vista de la dificultad de obtención de los parámetros, del ajuste del modelo y del
hecho de que el proceso se debe resolver numéricamente, recurrimos al programa Orcad-
PSpice R para la realización de las simulaciones con este modelo. Este programa calcula
directamente los parámetros al elegir un dispositivo.
Modelo Joule ΣJ
Se consideran necesarios tres parámetros adicionales para modelar el convertidor
Joule, dos fuentes de tensión constantes V j
q , V j
f y la resistencia que denominamos
Resistencia Joule Rj, ver figura 2.13.
El procedimiento para la obtención de parámetros puede ser realizado en lazo abier-
to o lazo cerrado. En el caso del lazo cerrado existe un retraso entre la entrada y la
salida afectando la cantidad de energía que se transfiere.
A continuación presentamos un resumen del procedimiento para la obtención de los
parámetros del modelo Joule:
1. Se hace funcionar el convertidor en lazo abierto con un valor arbitrario del ciclo
de trabajo. Por conveniencia, se elije el valor medio del rango, ¯u = 0.5, y se mide
la tensión de conducción de cada uno de los semiconductores.
2. Se hace variar Rj en la ley de control (ETEDPOF en nuestro caso) sintetizada
para el modelo hasta que la salida en estado estacionario del prototipo sea igual
al valor deseado.
2.4.1. Obtención de los Fuentes de Tensión V j
q y V j
f
La metodología utilizada para el desarrollo el modelo Joule ΣJ partió de las medi-
ciones de las tensiones de los semiconductores operando en lazo abierto; para lo cual se
utiliza un valor de ¯u = 0.5 y se miden con un osciloscopio las tensiones en conducción
del transistor y del diodo. En el caso de nuestro experimento se midieron V j
q = 1.05 y
V j
f = 0.94 voltios, respectivamente.
También es posible obtener, de las curvas características del dispositivo electrónico,
una aproximación que puede ser utilizada para efectos de simulaciones y de síntesis del
modelo, en el caso de que no se cuente con el prototipo. Para ello es necesario expresar

la corriente de equilibrio como una función del control. Esta viene de los equilibrios del
modelo ideal y está dada por ¯xi
1 = E
(1−¯ui)2
R
. Para el caso que hemos tratado E = 10
voltios, R = 2 Ω y ¯u = 0.5, la corriente es ¯xi
1 = 20 amperios. El dispositivo electrónico
utilizado es un IGBT marca Siemens BSM200GB170DLC cuyas curvas características
podemos ver en las ﬁguras 2.14 y 2.15 para el transistor y el diodo que proporciona el
fabricante.
Figura 2.14: Curva Característica del Transistor de Unión del IGBT
Figura 2.15: Curva Característica del Diodo de Unión del IGBT

Con el valor de corriente ¯xi
1 = 20 amperios intersectamos ambas curvas y obtenemos
las tensiones de conducción. Para el caso bajo estudio, la tensión de conducción del
transistor es V j
q cc
≈ 1.25 voltios y la tensión de conducción del diodo es V j
f cc
≈ 0.9
voltios. Lo que nos permite obtener un modelo Joule ΣJ que puede ser utilizado en
cálculos y simulaciones y su ulterior ajuste al prototipo.
2.4.2. Cálculo de la Resistencia Joule
Para la obtención de la resistencia Joule, Rj, se requiere un procedimiento iterativo,
en el cual se varía la salida del prototipo experimental, xm
2 , hasta que coincida con el
valor deseado, Vd, asignado al controlador, es decir, xm
2 = Vd. Para dar una idea del
procedimiento desde el punto de vista matemático, se le recreará utilizando el modelo
de Referencia Real Σr como una aproximación del modelo Real Σm, con Σr se iterará
hasta que la salida alcance el valor deseado, es decir, xr
2 = Vd.
Dado que la idea es ajustar Rj, necesitamos que ¯xj
2 = ¯xr
2 = Vd, como ejemplo
asignaremos Vd = 15 voltios; después asignamos un valor inicial de Rj = 0, y resolvemos
en línea las ecuaciones (2.11), (2.12) y (2.13), donde las dos primeras corresponden a
los equilibrios del modelo Joule ΣJ mientras que la tercera corresponde al controlador
obtenido para el modelo Joule ΣJ .
¯xj
1 =
E − V j
q
2 (Rin + Rj)
−
E − V j
q
2
4 (Rin + Rj)2 −
V j
f − V j
q + ¯xj
2 ¯xj
2
R (Rin + Rj)
(2.11)
¯uj
= 1 −
¯xj
2
¯xj
1R
(2.12)
ur
= ¯uj
− γ V j
f − V j
q xr
1 − ¯xj
1 + ¯xj
2xr
1 − ¯xj
1xr
2 (2.13)
Se varía Rj de manera iterativa hasta que se cumpla que ¯xr
2 = 15 voltios. Por último,
este valor es asignado como constante al controlador.
Este procedimiento es directo y sencillo, tanto desde el punto de vista experimental
como por medio de simulaciones. Sin embargo, si intentamos encontrar un resultado
matemático explícito que nos permita obtener Rj, el procedimiento se hace complicado

(en especial porque no existe un sistema de ecuaciones que represente la dinámica del
modelo real Σm y el modelo de referencia real Σr tiene la complicación añadida de la
obtención de los parámetros).
Para que se tenga una idea de la complejidad del proceso presentamos los pasos
necesarios para resolver el cálculo de Rj, el cual puede ser resuelto utilizando métodos
numéricos (que no presentamos) si se tiene acceso a los parámetros del par diodo-
transistor.
El procedimiento comienza con los equilibrios del modelo de referencia real Σr:
0 = − (1 − ur
) xr
2 − Rinxr
1 − (re + rc) xr
1 + kT
q
ln
αI 1−
xr
1
Ibs
(1−αN )
αN
1+
xr
1
Ibs
(1−αI )
ur
− rsxr
1 + nKT
q
ln
xr
1+Isf
Isf
(1 − ur
) + E
0 = (1 − ur
) xr
1 −
xr
2
R
Nos interesa que el modelo de referencia tenga como salida el valor deseado ¯xr
2 = Vd.
Por ello, hacemos que la primera ecuación quede como una función de ¯xr
2 y se resuelve
numéricamente para hallar ¯xr
1,
0 = −
xr2
2
xr
1R
− Rinxr
1 − (re + rc) xr
1 + kT
q
ln
αI 1−
xr
1
Ibs
(1−αN )
αN
1+
xr
1
Ibs
(1−αI )
1 −
xr
2
xr
1R
− rsxr
1 + nKT
q
ln
xr
1+Isf
Isf
xr
2
xr
1R
+ E
Con ¯xr
1 hallamos el valor del control ur
= 1−
xr
2
xr
1R
. El valor del control lo sustituimos
en ur
= 1 −
¯xj
2
¯xj
1R
− γ V j
f − V j
q xr
1 − ¯xj
1 + ¯xj
2xr
1 − ¯xj
1xr
2 , de donde despejamos ¯xj
1 y
de aquí se obtiene Rj.
A pesar de que el cálculo es complicado, desde el punto de vista práctico se hace
una aproximación muy sencilla ya que se ajusta Rj hasta que la tensión de salida del
convertidor sea igual a la tensión deseada. Este procedimiento de ajuste puede realizarse
por medio de simulaciones o utilizando el prototipo de laboratorio. Este procedimiento
fue realizado en lazo cerrado en el prototipo y obtuvimos un valor Rj = 0.021 Ω.
2.4.3. Efectos de la Resistencia Joule sobre el Error de la Salida
Para explicar cómo afecta la resistencia Joule Rj al Modelo Real Σm utilizamos el
error en estado estacionario entre el Modelo Real Σm y el Modelo Joule ΣJ . Además,

utilizaremos como medio de comparación el error entre el Modelo Real Σm y el Ideal
Σi. Partimos de los equilibrios mostrados en el cuadro 2.3, de modelo Ideal Σi y Joule
ΣJ que reescribimos en función de las entradas ui
y uj
, así que:
¯xi
2 =
ER(1−ui
)
R(1−ui)2
+Rin
¯xj
2 =
E−Vquj−(1−uj
)Vf
R(1−uj)2
+Rin+Rj
(2.14)
Para los equilibrios del modelo Real Σm existen mediciones, pero no tenemos ecua-
ciones que correspondan a la realidad del montaje. Tenemos una aproximación proce-
dente de la utilización de los modelos de Shockley y Ebers-Moll, la cual es compleja. La
obtención de parámetros requiere de procedimientos prácticos y ecuaciones que repre-
senten el comportamiento de los semiconductores, en vista de lo cual haremos uso de
las gráficas de los materiales del par diodo-transistor (2.14 y 2.15); éstas provienen del
fabricante, la cual es información más fidedigna y semejante al modelo Real Σm que se
tiene. En vista de las dificultades, decidimos utilizar las curvas del comportamiento de
los semiconductores (IGBT marca Siemens BSM200GB170DLC) y realizamos aproxi-
maciones por métodos numéricos, considerando dos posibilidades:
1. Utilizar una ecuación exponencial, con ella la resultante se asemeja a los resulta-
dos obtenidos de los modelos de Schokley y Ebers-Moll y está dada por:
xr
1 = ID = af1 e(bf1
V r
f ) + cf1
xr
1 = Ice = aq1 e(bq1 V r
q ) + cq1
donde af1 = 163.1, bf1 = 0.4769, cf1 = - 245.4, aq1 = 236.9, bq1 = 0.2333, cq1 =
- 301.6.
Esto implica que las tensiones en los semiconductores serán:
V r
f = VD = 1
bf1
ln
xr
1
af1
− cf1
V r
q = Vce = 1
bq1
ln
xr
1
aq1
− cq1
En la figura 2.16 se pueden ver, en forma de puntos, las características del fabri-
cante y de manera continua las aproximaciones exponenciales para el par diodo-
transistor.

Figura 2.16: Aproximación de los Semiconductores por medio de Exponenciales
2. Utilizar una ecuación lineal para aproximar las características de los semiconduc-
tores, dadas por:
xr
1 = ID = pf1 V r
f + pf2
xr
1 = Ice = pq1 V r
q + pq2
donde pf1 = 203.9, pf2 = −212.3, pq1 = 111.7, pq2 = −144.1.
Esto implica que las tensiones en los semiconductores serán:
V r
f (xr
1) = VD =
xr
1−pf2
pf1
V r
q (xr
1) = Vce =
xr
1−pq2
pq1
En la ﬁgura 2.17 se pueden ver en forma de puntos las características del fabrican-
te y de manera continua las aproximaciones lineales para el par diodo-transistor.
La necesidad de introducir esta aproximación lineal estriba en que con la forma
exponencial los equilibrios del sistema son demasiado complejos, siendo complicado
despejar las ecuaciones como función de la entrada u. Utilizando la aproximación lineal
de los semiconductores y aplicándola al modelo Real, podemos obtener los equilibrios.
Estos resultan ser:
¯xr
2 =
Epq
1pf
1 + ur
pf
1 pq
2 + (1 − ur
) pq
1pf
2 (1 − ur
) R
(1 − ur)2
pq
1pf
1 R + Rinpq
1pf
1 + urpf
1 + pq
1 (1 − ur)
(2.15)

Figura 2.17: Aproximación de los Semiconductores por medio de Líneas Rectas
Con la aproximación anterior, tenemos funciones de equilibrio de la tensión de salida
de los modelos Ideal Σi (2.14), Joule ΣJ (2.14) y Real Σr (2.15) y todas las funciones
dependen de la entrada y los parámetros de sistema. Para realizar una comparación
entre los modelos asumiremos que las entradas son iguales, u = ur = uj = ui, continuas
y deﬁnidas en un rango de funcionamiento deﬁnido en [0, 1]. El procedimiento que
utilizaremos es hallar la integral del error de la salida entre los modelos Real e Ideal
Σr-Σi y Real y Joule Σr-ΣJ , utilizamos dichas expresiones porque son los términos
utilizados para hacer robusto el sistema cuando se incluye en el controlador (lo que
abordaremos en el Capítulo 3). Así tenemos que:
1
0
(¯xr
2 − ¯xi
2) du =
1
0
(Epq
1pf
1 +upf
1 pq
2+(1−u)pq
1pf
2 )(1−u)R
(1−u)2
pq
1pf
1 R+Rinpq
1pf
1 +upf
1 +pq
1(1−u)
− ER(1−u)
R(1−u)2
+Rin
du
1
0
¯xr
2 − ¯xj
2 du =
1
0
(Epq
1pf
1 +upf
1 pq
2+(1−u)pq
1pf
2 )(1−u)R
(1−u)2
pq
1pf
1 R+Rinpq
1pf
1 +upf
1 +pq
1(1−u)
−
E−Vquj−(1−uj
)Vf
R(1−uj)2
+Rin+Rj
du
Con los parámetros de la aproximación y los valores del convertidor R = 2 Ω,
E = 10 voltios, Rin = 0.01 Ω podemos resolver obteniendo que
1
0
(¯xr
2 − ¯xi
2) du = 5.846.
Con los parámetros de la aproximación, los valores del convertidor R = 2 Ω, E = 10
voltios, Rin = 0.01 Ω y utilizando los valores de las fuentes de tensión V j
f = 1.05,

V j
q = 0.94 voltios, podemos resolver obteniendo:
1
0
¯xr
2 − ¯xj
2 du = −0.5883271862−28
0.349473243330
+0.760631176929
(ln (1 + 100Rj) − ln (201 + 100Rj))
+
(0.186970792127
+ 0.186970792129
Rj)
2 + 200Rj
arctan
20
2 + 200Rj
La expresión que se muestra en el resultado anterior se obtuvo por medio del progra-
ma Maple R resolviendo la integral deﬁnida; se observa, además, que queda un grado
de libertad introducido por Rj.
Figura 2.18: Integral del Error de los Modelos Real Aproximado y Joule en el Rango de funcionamiento de
la entrada u entre [0,1]
En la ﬁgura 2.18 podemos observar que para un valor de Rj el promedio de área del
error entre ambos modelos Real Aproximado y Joule ΣJ , en el rango de funcionamiento
de la entrada u entre [0, 1], es cero. El valor de Rj ≈ 0.0104.
Esto nos permite explicar como el modelo Joule ΣJ se aproxima al modelo Real Σm
cuando se realiza el ajuste en el prototipo experimental.

2.5. Simulaciones
Para efectos de comparación utilizaremos el programa Orcad-PSpice R . Este pro-
grama incluye mejoras de los modelos de Shockley y de Hebers-Moll que hemos pre-
sentado anteriormente. En estos modelos aparecen, adicionalmente, las variaciones de
temperatura, variaciones frecuenciales y las dinámicas que generan los materiales semi-
conductores.
Con el Orcad-PSpice R y los modelos Ideal Σi y Joule ΣJ procederemos a realizar
algunas simulaciones, a saber:
Modelo Ideal Σi, Joule ΣJ y Orcad-PSpice R con entrada constante en lazo abier-
to.
Modelo Ideal Σi y Modelo Joule ΣJ con sus respectivos controladores ui
y uj
en
lazo cerrado.
Comparación en Lazo Abierto. En este caso nuestro interés es comparar los resul-
tados de los diferentes modelos y las mediciones en estado estacionario del convertidor
Boost.
Los parámetros se obtuvieron del prototipo y serán utilizados en las simulaciones:
Valores del prototipo: C = 1000 µF (nominal), E = 10 voltios (medido), R = 2 Ω
(nominal), L = 33 µH (medido), Rin = 0.01 Ω (medido a una frecuencia de
10kHz).
Modelo Ideal Σi: C = 1000 µF, E = 10 voltios, R = 2 Ω, L = 33 µH, Rin = 0.01 Ω
(10 kHz).
Modelo Joule ΣJ : C = 1000 µF, E = 10 voltios, R = 2 Ω, L = 33 µH, Rin =
0.01 Ω (10 kHz). Se utilizan V j
q = 1.05 voltios y V j
f = 0.94 voltios, medidos con
ciclo de trabajo de ¯u = 0.5 en lazo abierto, y Rj = 0.021 Ω obtenido por tanteo
para que las tensiones de salidas ¯u = 0.5 del modelo Joule ΣJ y real Σm sean
iguales (realizado en el prototipo).

2.5 Simulaciones 57
Orcad-PSpice R : los parámetros de los elementos del circuito son los mismos del
prototipo y los parámetros del par diodo-transistor los calcula directamente el
programa de acuerdo con las especificaciones del fabricante.
Presentaremos dos tipos de simulaciones:
Trayectoria con condiciones iniciales cero y con una entrada constante.
Régimen estacionario de los estados del sistema en todo el rango de la entrada u
[0, 1].
Para el caso de la trayectoria utilizamos como entrada un valor constante del control
a la mitad del rango de operación ¯u = 0.5. Es importante recordar que los modelos Ideal
y Joule tienen entradas constantes mientras que el Orcad-PSpice R utiliza una entrada
discreta modulada a 200kHz, por ello se requiere un modulador por ancho de pulso que
genere los pulsos que excitan el transistor. En la figura 2.19a se presenta la corriente
en la bobina, mientras que en la figura 2.19b tenemos la tensión en el condensador
para los diferentes modelos. En ambas figuras se observa que el amortiguamiento del
Orcad-PSpice R se aproxima mejor por medio del modelo Joule que con el modelo
Ideal. De la misma manera, el régimen estacionario del Orcad-PSpice R se aproxima
mejor por medio del modelo Joule que con el Ideal; cuya diferencia relativa es menor
para el modelo Joule respecto al Orcad-PSpice R .
Para el régimen estacionario utilizamos el modelo real Σm en las comparaciones. En
este caso incluimos resultados procedentes de la implementación del prototipo exper-
imental, pueden verse en el cuadro 2.4. Estas mediciones de los estados estacionarios
se realizaron en lazo abierto para diferentes valores del control definidas en el rango de
[0, 0.73] limitado por la corriente máxima de la fuente de alimentación de 51.5 amperios.
Entrada (¯u) 0.0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.73
VC (V) 9.16 9.93 11.08 12.45 14.26 16.55 19.82 24.34 26.12
IL (A) 4.1 5.15 6.58 8.7 11.86 17.22 25.53 41.9 50.09
Cuadro 2.4: Modelo Real Σm realizado con las mediciones del prototipo experimental
En el comienzo del capítulo se expuso un ejemplo en el cual comparamos un mo-
delo idealizado, un modelo idealizado con resistencia interna y el Orcad-PSpice R , a

(a) Corriente en la Bobina
(b) Tensión en el Condensador
Figura 2.19: Convertidor Boost Lazo Abierto, Modelos Σi, ΣJ y Orcad-PSpice R , ¯u = 0.5
continuación procedemos a realizar el experimento utilizando las expresiones de los
equilibrios de los modelos Ideal Σ y Joule ΣJ , las simulaciones obtenidas por medio del
Orcad-PSpice R y los resultados medidos en el prototipo experimental, modelo Real

2.5 Simulaciones 59
Σm, los cuales se muestran en el cuadro 2.3 (con la restricción de corriente impuesta
por la fuente de alimentación), todos en el rango de funcionamiento de la entrada ¯u
entre [0, 1]. Se utilizaron los parámetros presentados en este inciso y se obtuvieron las
figuras 2.20a y 2.20b, donde se muestran los valores estacionarios de la corriente en la
bobina y la tensión en el condensador, respectivamente.
En la figura 2.20a la corriente máxima del modelo Ideal Σi es de 1000A y no puede
ser alcanzada por ninguno de los otros modelos, existiendo un mínimo de 675A de
diferencia respecto al modelo Joule ΣJ y el Orcad-PSpice R . Los modelos Joule ΣJ y el
Orcad-PSpice R tienen una diferencia máxima de 35A, aproximadamente, para ¯u = 1.
La corriente mínima se produce para ¯u = 0, es aproximadamente de 4A para todos los
modelos.
En la figura 2.20b, el modelo Ideal Σi la tensión del condensador comienza (¯u = 0)
por encima de alimentación (E = 10 voltios) pero todos los demás lo hacen ligeramente
por debajo, por efecto de las pérdidas. La tensión máxima obtenida del modelo Ideal es
70 voltios, aproximadamente, mientras que en el Joule ΣJ y el Orcad-PSpice R están
cerca de los 36 voltios. Para ¯u = 1 los modelos Joule ΣJ y Orcad-PSpice R tienen una
diferencia máxima de 6 voltios aproximadamente que se deben a la tensión colector
emisor del transistor que utiliza Orcad-PSpice R , mientras que en el Joule ΣJ se hace
nula.
En relación al régimen estacionario, se realizó una simulación para mostrar el fun-
cionamiento del modelo Joule ΣJ . Se realizó un barrido con variaciones del Rj en el
rango [0, 0.35]. Las figuras 2.21a y 2.21b muestran los resultados para la corriente en
la bobina y la tensión en el condensador. De acuerdo con estos resultados, es posible
obtener un Rj adecuado para aproximar el comportamiento del modelo Real Σm.
Comparación en Lazo Cerrado. Con los controladores sintetizados para los modelos
Ideal Σi y Joule ΣJ , ¯ui
y ¯uj
respectivamente, procedemos a simular su respuesta en
lazo cerrado para un valor deseado Vd = 15 voltios. En las figuras 2.22a, 2.22b y 2.22c
puede observarse la corriente en la bobina, la tensión en el condensador y el control.
Como se observa, pueden comprobarse los valores en estado estacionario y tiempos de
estabilización presentan algunas diferencias, tal y como mostramos a continuación:
Σi, ¯xi
1 = 11.25 amperios, ¯xi
2 = 15 voltios, ¯ui
1 = 0.333 y ti
ss = 14 mseg.

Figura 2.20: Puntos de Equilibrio Lazo Abierto en el rango de funcionamiento de la entrada ¯u entre [0, 1],
Modelos Σi, ΣJ , Orcad − PSpice R , Σm

2.5 Simulaciones 61
Figura 2.21: Puntos de Equilibrio Lazo en Abierto barriendo la resistencia Joule en el rango Rj deﬁnido
entre [0, 0.35] Ω, Modelos Σi, Orcad − PSpice R , ΣJ , Σm

ΣJ , ¯xj
1 = 14.17 amperios, ¯xj
2 = 16.25 voltios , ¯uj
1 = 0.4709 y ti
ss = 10 mseg.
Como indican las simulaciones el modelo Joule ΣJ se estabiliza más rápidamente.
Además requiere de un aumento del esfuerzo de control para alcanzar el estado esta-
cionario. En este sentido, el modelo Joule ΣJ aproxima mejor el comportamiento del
modelo Real Σm o, en otras palabras, al prototipo de laboratorio.
2.6. Resultados de Incluir el Modelo Joule para la
Implementación del Convertidor Boost
Finalmente, se sintetizó la ecuación del controlador para el modelo Joule ΣJ , uj
, se
realizó el procedimiento de sintonización de la resistencia Joule Rj y de las tensiones
de los semiconductores V j
f , V j
q y se incluyó el modulador de ancho de pulso (PWM).
Estos procedimientos permiten que se realicen simulaciones y mediciones (osciloscopio)
en el prototipo o modelo Real Σm, en el rango de valores deseados Vd entre 10 y 22
voltios. El resultado de superponer las simulaciones y las mediciones se muestran en
las figuras 2.23a-h y 2.24a,b.
Como puede observarse en la figuras 2.23b, 2.23d, 2.23f y 2.23h, la tensión en
el condensador se aproxima con una “alta precisión”5
para el transitorio y el valor
estacionario. En el caso de Vd = 22 V, figura 2.24b, no se mantienen las expectativas
de las otras mediciones, respecto al transitorio, que se desplaza significativamente. Esto
se debe a que la fuente de alimentación con la que opera el convertidor está entrando
en el rango de saturación.
De la misma manera, para las figuras 2.23a, 2.23c, 2.23e y 2.23g las simulaciones
son capaces de aproximar, con una “alta presición”, tanto los transitorios como los
regímenes estacionarios para la corriente en la bobina. En el caso de Vd = 22 V, figura
2.24a, no se mantienen las expectativas de las otras mediciones, respecto al transitorio,
5
Es claro que para dar un resultado respecto a la precisión, es necesario realizar un estudio estadís-
tico que compare los resultados de las simulaciones y las mediciones, este procedimiento no se realizó.
Sin embargo, cuando se comparan visualmente estos resultados con los obtenidos en el Capítulo 1,
la diferencia es significativa y es por ello que nos atrevemos a utilizar el concepto “alta precisión”
como una medida subjetiva de comparación de los resultados, la cual es lo suficientemente válida para
expresar las mejoras obtenidas con el método utilizado para obtener dichos resultados.

2.6 Resultados de Incluir el Modelo Joule para la Implementación del Convertidor Boost 63
se observa que cerca del valor máximo de la simulación la corriente medida cambia
la dirección de la pendiente, estos son efectos de la saturación de la fuente ya que la
máxima corriente es de 51.4 amperios.
En forma general, puede observarse que en la mayoría de las gráficas, las
respuestas medidas en estado estacionario corresponden con las simulaciones,
de la misma manera los transitorios de los estados se aproximan de una manera
muy precisa.
En los resultados obtenidos debemos notar lo siguiente:
1. Se supone que el controlador no puede generar una salida igual a la fuente
de alimentación E, sin embargo tenemos que para Vd = 10 voltios el con-
vertidor opera adecuadamente. De hecho, cuando realizamos mediciones
obtuvimos que para ¯u = 0 tenemos Vd = 9.16 voltios.
2. El convertidor puede operar a tensiones mayores al doble de la tensión
de alimentación E. Realizamos mediciones por debajo de los 24 voltios,
siendo restringido por la saturación de la corriente de la fuente de ali-
mentación.
3. El modelo incluye las dinámicas de baja frecuencia. Sin embargo, las de
alta frecuencia son omitidas. Para que el modelo Joule ΣJ las tome en
cuenta es necesario incrementar el orden del sistema y el procedimiento
no lo realizamos en este trabajo.
Utilizando los valores estacionarios obtenidos del barrido del rango del convertidor
construimos las figuras 2.25a y 2.25b, la cual comparamos con una gráfica referencial
tal que el valor de salida es igual al valor deseado. La figura 2.25a corresponde a la
tensión del condensador y la figura 2.25b a la corriente de la bobina.
Las figuras 2.26a y 2.26b son los resultados obtenidos en el Capítulo 1, de las cuales
se observa claramente las mejoras introducidas por el modelo Joule ΣJ respecto a la
obtención de los equilibrios del convertidor.
De la comparación se puede observar el efecto producido por la inclusión del Modelo

Joule ΣJ en la predicción de los equilibrios, dicha predicción mejora considerablemente
respecto al Modelo Ideal Σi.

(c) Control
Figura 2.22: Convertidor Boost Lazo Cerrado, Modelos Σr, ui
, uj

(a) Corriente en la Bobina Vd = 10 V (b) Tensión en el Condensador Vd = 10 V
(c) Corriente en la Bobina Vd = 12 V (d) Tensión en el Condensador Vd = 12 V
(e) Corriente en la Bobina Vd = 15 V (f) Tensión en el Condensador Vd = 15 V
(g) Corriente en la Bobina Vd = 17 V (h) Tensión en el Condensador Vd = 17 V
Figura 2.23: Mediciones y Simulaciones Vd = 10, Vd = 12, Vd = 15 y Vd = 17 voltios

(a) Corriente en la Bobina Vd = 22 V (b) Tensión en el Condensador Vd = 22 V
Figura 2.24: Mediciones y Simulaciones Vd = 22 voltios
Figura 2.25: Rango de Operación del prototipo en Lazo Cerrado con Control Joule
Figura 2.26: Rango de Operación del prototipo en Lazo Cerrado con Control Ideal

Capítulo 3
Técnicas de Robustez para el
Convertidor Boost
3.1. Introducción
Como resultado de aplicar la técnica de realimentación de la salida pasiva de la
dinámica exacta del error de seguimiento, se obtiene la ley de control dada por, véase
(1.6),
u = ¯u − γ [x1 ¯x2 − x2 ¯x1] = 1 − (E/¯x2) − γ x1 ¯x2 − ¯x2
2x2 (RE) ,
donde la corriente en el sistema original está dada por ¯x1 = ¯x2
2/(RE) y ¯x2 = Vd, siendo
Vd el valor deseado de la salida. El punto débil de este controlador es la dependencia
de los parámetros E, γ y R. La constante γ es una constante de diseño positiva,
E es el valor de la fuente de tensión y ¯x2 el valor deseado de la tensión de salida. Es
natural que la carga, representada por la resistencia R, del convertidor cambie según las
necesidades de funcionamiento, en consecuencia, el estado estacionario del sistema no
tomará el valor deseado con esta acción de control. De aquí en adelante, consideraremos
que esta resistencia presenta un valor nominal R0. Esto es, estudiaremos los efectos de
la ley de control nominal dada por:
u = ¯u − γ [x1 ¯x2 − x2 ¯x1] = 1 − (E/¯x2) − γ x1 ¯x2 − ¯x2
2x2 (R0E) ,
Continuaremos denotando mediante R a la resistencia verdadera, la cual supondremos
positiva.

70 Técnicas de Robustez para el Convertidor Boost
En este capítulo se analizarán los dos modelos del convertidor Boost controlados
mediante la realimentación de la salida pasiva y presentados anteriormente (el modelo
Ideal y el modelo Joule) en el supuesto de que la carga real y la nominal no coincidan.
Observaremos que en función de la diferencia entre la carga nominal y la real se pueden
tener uno o tres puntos de equilibrio y que, en todos los casos, las trayectorias del
sistema están acotadas. Como herramientas para el análisis utilizaremos los resultados
estándar de Lyapunov y resultados específicos de Perko y sus colaboradores sobre
sistemas planares de tipo cuadrático que se enunciarán en la sección siguiente.
3.2. Teoremas y Lemas
Los resultados que se enuncian a continuación se han extraído de los trabajos de
Coppel [Cop66], Dickson y Perko [Dic70], Dumortier y Perko [Dum00] y Perko [Per01]
para sistemas de ecuaciones diferenciales de segundo orden cuadráticas. El trabajo de
Coppel [Cop66] proporciona los posibles diagramas de fase de los sistemas cuadráticos
planares y los caracteriza en términos de desigualdades algebraicas entre sus coefi-
cientes. Dickson y Perko [Dic70] estudian los sistemas cuadráticos planares con trayec-
torias acotadas (BQS, de las iniciales en inglés de Bounded Quadratic Systems), según
presenten uno (BQS1) dos (BQS2) o tres (BQS3) puntos de equilibrio
Sistemas Afínmente Equivalentes (Definición): dos sistemas dinámicos son
afinmente equivalentes si, y sólo si, se puede obtener uno del otro mediante una trans-
formación afín.
El siguiente Teorema establece las condiciones de los diferentes tipos de sistemas
BQS y se encuentra en [Per01, pp. 489-490]:
Teorema 1 Cualquier BQS es afínmente equivalente a
˙x = a11x
˙y = a21x + a22y + xy
(3.1)
con a11 < 0 y a22 ≤ 0, o
˙x = a11x + a12y + y2
˙y = a22y
(3.2)

3.2 Teoremas y Lemas 71
con a11 ≤ 0, a22 ≤ 0 y a11 + a22 < 0, o
˙x = a11x + a12y + y2
˙y = a21x + a22y − xy + cy2
(3.3)
con |c| < 2 y también (i) a11 < 0; (ii) a11 = 0 y a21 = 0; o (iii) a11 = 0, a21 =
0, a12 + a21 = 0 y ca21 + a22 ≤ 0.
Del artículo de Dickson y Perko [Dic70, p. 259] tomamos el siguiente Lema, el cual
establece la relación con los tipos de sistemas en el Teorema 1.
Lema 1 Si a11 = 0 y se definen b = a12 − a21 + ca11 y d = a11a22 − a12a21 entonces el
sistema (3.3) tiene:
tres puntos de equilibrio (finitos) si y sólo si d = 0 y b2
> 4d;
dos puntos de equilibrio (finitos) si y sólo si b = 0 y se verifica una de las
condiciones b2
= 4d o d = 0;
un punto de equilibrio si y sólo si se cumple una de las condiciones b2
< 4d o
b = d = 0.
En el caso de tres puntos de equilibrio (finitos), Qi (xi
1, xi
2) para i = 1, 2, 3, se deduce
que (con indexado apropiado): x1
2 < x2
2 < x3
2; Q2 es un punto de silla, y Q1 y Q3 son
cualquiera de los dos nodos o focos; Q3 está a la derecha (izquierda) de la línea Q1Q2
si a11 < 0 (a11 > 0).
El Teorema que sigue describe los diagramas de fase de los sistemas cuadráticos
planares con trayectorias acotadas y un único equilibrio BQS1 [Per01, p. 490]:
Teorema 2 El diagrama de fases de cualquier BQS1 está determinado por una de las
configuraciones de la figura 3.1.
Además,
se tiene la configuración (a) si, y sólo si, el sistema cuadrático es afínmente
equivalente al sistema (3.1) con a11 < 0 y a22 < 0;

se tiene la configuración (b) si, y sólo si, el sistema cuadrático es afínmente
equivalente al sistema (3.2) con a11 < 2a22 < 0;
se tiene la configuración (c) si, y sólo si, el sistema cuadrático es afínmente
equivalente al sistema (3.2) con 2a22 < a11 < 0 ó al sistema (3.3) con |c| < 2 y
una de las siguientes condiciones;
(i) a11 = a22 + a21 = 0, a21 = 0 y a22 < m´ın (0, −ca21) o a22 = 0 < −ca21
(ii) a11 < 0, (a12 − a21 + ca11)2
< 4 (a11a22 − a21a12) , y a11 + a22 ≤ 0, o
(iii) a11 < 0 y (a12 − a21 + ca11)2
= (a11a22 − a21a12) = 0;
se tiene la configuración (d) si, y sólo si, el sistema cuadrático es afínmente
equivalente al sistema (3.3) con |c| < 2 y además
(i) a11 = a22 + a21 = 0 y a22 < m´ın (0, −ca21) y 0 < a22 < −ca11,
(ii) a11 < 0, a11 + a22 > 0, y (a12 − a21 + ca11)2
< 4 (a11a22 − a21a12)
Figura 3.1: Diagramas de Fases para un sistema cuadrático con un único equilibrio (BQS1)
La configuración (c) de la figura 3.1 esquematiza el caso de un nodo y el caso de
un foco estable como lo refiere el artículo de Dickson y Perko [Dic70, p. 267].
Con estas herramientas abordamos el estudio del comportamiento del convertidor
Boost ante las variaciones de carga. Además, existe otro Teorema [Per01, p. 503, Teo-
rema 5], el cual incluye un atlas con todos los posibles diagramas de fases para un
sistema BQS3, el cual puede observarse en la figura 3.2.

3.2 Teoremas y Lemas 73
Los esquemas presentados en las ﬁguras 3.1 y 3.2 contienen los puntos de equilibrio
del sistema planar, incluidos los del inﬁnito, y las trayectorias relevantes.
Figura 3.2: Atlas con todos los Diagramas de Fase de un Sistema Cuadrático BQS3

3.3. Efectos de los Cambios de la Carga del Conver-
tidor Boost Utilizando su Modelo Ideal
Partiendo de las ecuaciones originales del convertidor Boost y sustituyendo la expre-
sión del controlador u se obtiene la dinámica del sistema en lazo cerrado. Ésta resulta
ser:
L 0
0 C
˙x1
˙x2
=
0 − (1 − ¯u)
(1 − ¯u) 0
x1
x2
−
0 0
0 1
R
x1
x2
+
0 γ¯x1x2
−γ¯x1x2 0
x1
x2
+
0 −γx1 ¯x2
γx1 ¯x2 0
x1
x2
+
E
0
(3.4)
Los puntos de equilibrio del sistema vienen dados por la solución de:
0 = − (1 − ¯u) x∗
2 + E + γ¯x1x∗2
2 − γx∗
1 ¯x2x∗
2
0 = (1 − ¯u) x∗
1 −
x∗
2
R
− γ¯x1x∗
2x∗
1 + γx∗2
1 ¯x2
(3.5)
Sustituyendo en (3.5) los valores de los parámetros del convertidor original dados
por ¯x1 =
¯x2
2
ER0
; ¯u = 1 − E
¯x2
, se tiene
0 = −E
x∗
2
¯x2
+ E + γ
¯x2
2
ER0
x∗2
2 − γx∗
1 ¯x2x∗
2
0 = E
x∗
1
¯x2
−
x∗
2
R
− γ
¯x2
2
ER0
x∗
2x∗
1 + γx∗2
1 ¯x2
(3.6)
Despejando x∗
1 de la primera ecuación x∗
1 =
−R0E2x∗
2+γ¯x3
2x∗2
2 +¯x2R0E2
γ¯x2
2x∗
2R0E
y sustituyendo
en la segunda obtenemos la ecuación de la tensión de salida en equilibrio, la cual está
dada por:
−
E2
x∗
2γ¯x2
2
+
¯x2
R0
+
E2
γ¯x2x∗2
2
−
x∗
2
R
= 0 (3.7)
Esta ecuación se puede reescribir como
−
E2
x∗
2R0R − ¯x3
2x∗2
2 γR − R¯x2R0E2
+ x∗3
2 γ¯x2
2R0
x∗2
2 γ¯x2
2R0R
= 0 (3.8)
Como puede observarse, el numerador de la ecuación (3.8) es un polinomio de tercer
grado en x∗
2. En consecuencia, dependiendo de los valores de los coeﬁcientes, podrán
existir una o tres raíces reales.

3.3 Efectos de los Cambios de la Carga del Convertidor Boost Utilizando su
Modelo Ideal 75
Por otra parte, despejando R en la ecuación (3.7) se obtiene
R =
¯x2
2x∗3
2 R0γ
(¯x2 − x∗
2) R0E2 + γ¯x3
2x∗2
2
=
R0
1 +
(¯x2−x∗
2)R0E2
¯x2
2x∗3
2 γ
(3.9)
Nótese que (3.9) proporciona una relación entre la carga real R y el valor de equi-
librio de la tensión de salida, x∗
2.
Observación. Dado que la resistencia de carga se supone positiva, de (3.9) se tiene:
¯x2 > x∗
2 ó ¯x2 < x∗
2 y γ >
(x∗
2 − ¯x2) R0E2
¯x2
2x∗3
2
Valores de equilibrio para la tensión. El número de raíces reales de una ecuación
cúbica se determina a partir de su discriminante, dicho discriminante se consigue de
aplicar el método de Tartaglia-Cardano para hallar las soluciones de la ecuación cubica.
Por lo cual se describe, a continuación, el procedimiento de Tartaglia-Cardano para
obtener el discriminante y la relación entre éste y el número de raíces reales de la
ecuación.
Sea la ecuación
x3
+ rx2
+ sx + t = 0 (3.10)
a la que se aplica la substitución x = y − r/3 mediante la cual se obtiene el polinomio
cúbico reducido y3
+ py + q = 0, donde p = s − r2
/3 y q = 2r3
27
− sr
3
+ t. Se deﬁne
entonces el discriminante de Tartaglia-Cardano dado por:
∆C =
q2
4
+
p3
27
(3.11)
Proposición 1 Si ∆C > 0, la ecuación (3.10) tiene una única raíz real y si ∆C < 0
la ecuación tiene tres raíces reales.
Aplicando esta proposición al numerador de (3.8) se tienen
x∗3
2 −
¯x2R
R0
x∗2
2 +
E2
R
γ¯x2
2
x∗
2 −
RE2
γ¯x2
= 0,
p =
E2
R
γ¯x2
2
−
¯x2
2R2
3R2
0

y
q = −
2
27
¯x3
2R3
R3
0
+
1
3
R2
E2
R0γ¯x2
−
RE2
γ¯x2
de lo que resulta que el discriminante Tartaglia-Cardano está dado por:
∆C =
1
27
¯x2
2R4
E2
R3
0γ
−
1
108
E4
R4
γ2 ¯x2
2R2
0
−
1
6
E4
R3
γ2 ¯x2
2R0
+
1
4
R2
E4
γ2 ¯x2
2
+
1
27
E6
R3
γ3 ¯x6
2
(3.12)
Si ∆C > 0 tenemos una raíz real y si ∆C < 0 tenemos 3 raíces reales.
De ∆C = 0 se pueden calcular los valores de R que separan los dos casos, además
cuando ∆C = 0 las solución pueden ser tres raíces diferentes, una raíz doble y una
sencilla o una raíz triple.
Nota. En el siguiente procedimiento no deben confundirse las soluciones o raíces de
∆C (R) = 0 con la raíces de la ecuación de equilibrio del convertidor.
Despejando R de ∆C = 0 se obtiene R1,2 = 0 y
R3,4 =
2E3
R2
0 − 9γ¯x4
2ER0 ± 2 E6R4
0 − 9E4R3
0γ¯x4
2 + 27γ2 ¯x8
2E2Ro2 − 27R0γ3 ¯x12
2 R0E
γ¯x4
2 (−4γ¯x4
2 + E2R0)
,
de estos valores nos interesan únicamente los positivos.
Factorizando el término de la raíz cuadrada
E6
R4
0 − 9E4
R3
0γ¯x4
2 + 27γ2
¯x8
2E2
Ro2
− 27R0γ3
¯x12
2 = R0 E2
− 3¯x4
2γ
3
tenemos:
R3,4 =
2E2
R0 − 9γ¯x4
2 ± 2 (E2
− 3¯x4
2γ)
2
R0 (E2 − 3¯x4
2γ) R2
0E2
γ¯x4
2 (E2R0 − 4γ¯x4
2)
En la ﬁgura 3.3 se esquematiza el comportamiento del discriminante Tartaglia-
Cardano ∆C para valores positivos de la carga.
3.3.1. Caso ∆C > 0
En este caso el sistema en lazo cerrado tiene un único punto de equilibrio (x∗
1, x∗
2).
Para analizar su estabilidad, se considera la dinámica del error a partir de las ecuaciones
(3.4) y (3.5), donde se deﬁnen los errores como e1 = x1 − x∗
1 y e2 = x2 − x∗
2. Dicha
dinámica viene dada por:

Modelo Ideal 77
R
∆C
1
3
Raíz
Raíces
Figura 3.3: Discrimante de Cardano
L 0
0 C
˙e1
˙e2
=
0 − (1 − ¯u)
(1 − ¯u) 0
e1
e2
−γ
¯x2x∗
2 ¯x2x∗
1 − 2¯x1x∗
2
−2¯x2x∗
1 + ¯x1x∗
2 ¯x1x∗
1
e1
e2
−γ
0 ¯x2e1 − ¯x1e2
− (¯x2e1 − ¯x1e2) 0
e1
e2
−
0 0
0 1
R
e1
e2
(3.13)
El punto de equilibrio del nuevo sistema es (0, 0).
Tómese V = 1
2
e1
e2
T
L 0
0 C
e1
e2
> 0 como candidata a función de Lya-
punov.
Dado que L > 0 y C > 0, se tiene V (e1, e2) ≥ 0 y V (e1, e2) = 0 si y sólo si
e1 = e2 = 0. Queda por analizar la derivada:
dV
dt
=
e1
e2
T
L 0
0 C
˙e1
˙e2
(3.14)
Sustituyendo ˙e1, ˙e2 de la ecuación (3.13) se tiene
˙V = −
e1
e2
T
0 0
0 1
R
e1
e2
− γ
e1
e2
T
¯x2x∗
2 ¯x2x∗
1 − 2¯x1x∗
2
−2¯x2x∗
1 + ¯x1x∗
2 ¯x1x∗
1
e1
e2
En vista de que resulta una forma cuadrática, ésta puede ser reducida separando
en forma simétrica y anti-simétrica, quedando:
˙V = −γ
e1
e2
T
¯x2x∗
2 −
¯x1x∗
2+¯x2x∗
1
2
−
¯x1x∗
2+¯x2x∗
1
2
¯x1x∗
1 + 1
γR
e1
e2
= −eT
Qe

Para analizar el signo de ˙V aplicamos el criterio de Sylvester. Se tiene:
Primer menor de Q: viene dado por γ¯x2x∗
2, el cual es positivo puesto que γ > 0,
¯x2 > 0 y x∗
2 > 0
Sustituyendo x∗
1 y ¯x1 por sus expresiones en función de x∗
2, ¯x2 y los parámetros
del control, el determinante de la matriz Q toma la forma
∆Q =
γx∗
2 ¯x2
R
+
1
2
γ2
x∗3
2 ¯x3
2
E2R0R
−
1
4
γ2
x∗2
2 ¯x4
2
E2R2
0
−
1
4
γ2
x∗4
2 ¯x2
2
E2R2
A la vista del signo del primer menor, para garantizar que ˙V < 0 es condición necesaria
y suficiente ∆Q > 0.
Sustituyendo R de la ecuación (3.9) en la expresión del determinante ∆Q resulta
∆Q = −1
2
E2
x∗
2 ¯x2
+
γ¯x2
2
R0
+ 3
4
E2
x∗2
2
− 1
4
E2
¯x2
2
. Multiplicando ambos lados de la igualdad por x∗2
2 ,
∆Q se convierte en ˜∆Q = ∆Qx∗2
2 =
γ¯x2
2
R0
− 1
4
E2
¯x2
2
x∗2
2 − 1
2
E2
¯x2
x∗
2 + 3
4
E2
.
Se procede a continuación a analizar ˜∆Q como función de x∗
2, dependiendo de la
polaridad de las funciones del determinante del segundo menor ˜∆Q y del discriminante
de Cardano ˜∆Q. Se producen cuatro casos, de los cuales se analizan tres, puesto que si
ambas son negativas no aplica para nuestro análisis, tenemos:
a) Si el coeficiente de grado máximo
γ¯x2
2
R0
− 1
4
E2
¯x2
2
> 0 y el discriminante de ˜∆Q < 0,
E2 (E2R0−3¯x4
2γ)
¯x2
2R0
< 0, entonces el punto de equilibrio es globalmente asintóticamente
estable, puesto que ˜∆Q (x∗
2) > 0 (ver figura 3.4).
La desigualdad sobre el coeficiente de grado máximo se puede reescribir en función
de γ. Se tiene γ > E2R0
4¯x4
2
.
Las dos condiciones que aparecen en a) se pueden reducir a E2
R0 − 3¯x4
2γ < 0
puesto que esto implica
¯x2
2γ
R0
− 1
4
E2
¯x2
2
> 0 y a su vez se tiene
¯x2
2γ
R0
− 1
4
E2
¯x2
2
>
¯x2
2γ
R0
− 1
3
E2
¯x2
2
.
Estas desigualdades son coherentes con la hipótesis de tener un único valor de
equilibrio, de la tensión de salida, en todo el rango de R. Efectivamente, las solu-
ciones de ∆C = 0 son R1,2 = 0 y R3,4 =
2ER0−9γ¯x4
2±2(E2−3¯x4
2γ)
2
R0(E2−3¯x4
2γ) R0E
γ¯x4
2(E2R0−4γ¯x4
2)
Por lo tanto, de la condición E2 (E2R0−3¯x4
2γ)
¯x2
2R0
< 0, se tiene E2
R0 − 3¯x4
2γ < 0. En
consecuencia, las raíces R3,4 de ∆C = 0 no son reales y ∆C > 0 para R ∈ (0, +∞)
puesto que l´ım
R→+∞
∆C (R) = +∞.

Modelo Ideal 79
x∗
2
∆Q
Figura 3.4: Comportamiento del Determinante ˜∆Q con raíces imaginarias y concavidad positiva
b) Si el coeficiente de grado máximo
γ¯x2
2
R0
− 1
4
E2
¯x2
2
> 0 y el discriminante ˜∆Q > 0,
E2 (E2R0−3¯x4
2γ)
¯x2
2R0
> 0, entonces la función ˜∆Q (x∗
2) se anula en dos puntos s1, s2 y
la concavidad es positiva, por tanto ∆Q > 0, asimismo, el punto de equilibrio es
globalmente asintóticamente estable, para x∗
2 ∈ (0, s1] ∪ [s2, +∞].
Dado que el punto de corte de ˜∆Q (x∗
2) con x∗
2 = 0 está dado por ˜∆Q (0) = 3
4
E2
y este valor es positivo, las raíces s1, s2 tendrán el mismo signo (ver figura 3.5);
la raíz negativa no aplica para el convertidor Boost, así que la obviamos.
La desigualdad sobre el coeficiente de grado máximo se puede reescribir como
γ > E2R0
4¯x4
2
y la desigualdad del discriminante ˜∆Q se puede reescribir γ < E2R0
3¯x4
2
,
esto define el rango γ ∈ E2R0
4¯x4
2
, E2R0
3¯x4
2
En la figura 3.5 se puede observar el comportamiento en forma general.
x∗
2
˜∆Q
s1 s2
Figura 3.5: Comportamiento del Determinante ˜∆Q con dos raíces reales y concavidad positiva

Para definir el rango de estabilidad respecto a la carga es necesario calcular los
respectivos valores de las resistencias definidas para R ∈ [0, Rs1 ] ∪ [Rs2 , +∞],
para ello tomamos las soluciones de la función ∆Q = 0 dadas por las funciones
s1 = −
R0E+2
√
R2
0E2−3R0 ¯x4
2γ E¯x2
E2R0−4¯x4
2γ
y s2 = −
R0E−2
√
R2
0E2−3R0 ¯x4
2γ E¯x2
E2R0−4¯x4
2γ
, conocidos los
parámetros y utilizando la ecuación (3.9) obtenemos los valores de las resistencias
correspondientes a las raíces, Rs1 , Rs2 .
El discriminante de Tartaglia-Cardano ∆C = 0 tiene las siguientes soluciones
R1,2 = 0 y R3,4 =
2ER0−9γ¯x4
2±2(E2−3¯x4
2γ)
2
R0(E2−3¯x4
2γ) R0E
γ¯x4
2(E2R0−4γ¯x4
2)
cuya forma puede verse
en la figura 3.6, dado que existe una única raíz cuando ∆C > 0, para el analisis
de estabilidad se necesita demostrar que la función ˜∆Q > 0 en rango definido
entre (−∞, R3] ∪ [R4, +∞) pero, como ˜∆Q es función de x∗
2, la hipótesis que nos
permitiría establecer que mientras exista un único equilibrio este será globalmente
asintóticamente estable, pasa por el hecho de que R3 = Rs1 y R4 = Rs2 . Este
resultado lo mostraremos en el apartado c).
R
∆C
R4R1,2 R3
Figura 3.6: Comportamiento del Discriminate de Cardano ∆C
c) Si el coeficiente de grado máximo
γ¯x2
2
R0
− 1
4
E2
¯x2
2
< 0 y el discriminante de ˜∆Q > 0,
E2 (E2R0−3¯x4
2γ)
¯x2
2R0
> 0, entonces la función ˜∆Q (x∗
2) se anula en dos puntos s1, s2 y la
concavidad es negativa, por tanto ∆Q > 0 para x∗
2 ∈ [s1, s2]. Asimismo, el punto
de equilibrio es globalmente asintóticamente estable.
Las dos hipótesis del apartado se pueden reducir a
γ¯x2
2
R0
− 1
4
E2
¯x2
2
< 0 puesto que:

Modelo Ideal 81
γ¯x2
2
R0
−
1
4
E2
¯x2
2
< 0 ⇔ E2
R0 − 4¯x4
2γ > 0 ⇒ E2
R0 − 3¯x4
2γ > 0
Dado que el punto de corte de ˜∆Q (x∗
2) con x∗
2 = 0 resulta en ˜∆Q (0) = 3
4
E2
y
este valor es positivo, las raíces s1, s2 tendrán diferentes signos (ver figura 3.7);
la raíz negativa no aplica para el convertidor Boost.
La desigualdad sobre el coeficiente de grado máximo se puede reescribir como
γ < E2R0
4¯x4
2
y la desigualdad del discriminante ˜∆Q se puede reescribir como γ <
E2R0
3¯x4
2
, así que tomamos la condición más restrictiva, por tanto, γ ∈ 0, E2R0
4¯x4
2
por
estar en la hipótesis del caso c.
En la figura 3.7 se puede observar el comportamiento en forma general.
x∗
2
˜∆Q
s1 s2
Figura 3.7: Comportamiento del Determinante ˜∆Q con dos raíces reales y concavidad negativa
Se analiza a continuación la compatibilidad de esta condición con la existencia
de una única raíz real.
El discriminante de Tartaglia-Cardano ∆C = 0, que tiene las siguientes soluciones
R1,2 = 0 y R3,4 =
2ER0−9γ¯x4
2±2(E2−3¯x4
2γ)
2
R0(E2−3¯x4
2γ) R0E
γ¯x4
2(E2R0−4γ¯x4
2)
.
En este caso R3,4 son raíces reales. En la figura 3.8 se muestra la gráfica de
∆C (R).
De acuerdo con esto y bajo la hipótesis de tener una única raíz en el rango
R ∈ (R4, R3), siendo de interés R ∈ (R1, R3).

R
∆C
R3R1,2R4
Figura 3.8: Comportamiento del Discriminate de Cardano ∆C
Así pues para R > 0 se tiene un único valor de equilibrio real para la tensión de
salida cuando R ∈ (0, R3).
Lema 1 Sea R (s2) el valor de la resistencia que se obtiene de sustituir s2 en la
ecuación (3.9), entonces se tiene R (s2) = R3.
Demostración: Partimos de la ecuación del determinante del segundo menor
∆Q = −
1
2
E2
x∗
2 ¯x2
+
γ¯x2
2
R0
+
3
4
E2
x∗2
2
−
1
4
E2
¯x2
2
dividiendo entre x∗2
2 obtenemos
˜∆Q = ∆Qx∗2
2 =
γ¯x2
2
R0
−
1
4
E2
¯x2
2
x∗2
2 −
1
2
E2
¯x2
x∗
2 +
3
4
E2
la función cuadrática tiene dos soluciones posibles dadas por s1 = −
R0E+2
√
R2
0E2−3R0 ¯x4
2γ E¯x2
E2R0−4¯x4
2γ
y s2 = −
R0E−2
√
R2
0E2−3R0 ¯x4
2γ E¯x2
E2R0−4¯x4
2γ
.
Con x∗
2 = s2 podemos hallar la resistencia utilizando la función
R =
¯x2
2x∗3
2 R0γ
(¯x2 − x∗
2) R0E2 + γ¯x3
2x∗2
2
=
R0
1 +
(¯x2−x∗
2)R0E2
¯x2
2x∗3
2 γ
de la cual obtenemos
R (s2) = −
γ¯x4
2E R0E − 2 R0 (E2R0 − 3γ¯x4
2)
3
(−4γ¯x4
2 + E2R0) ρ

Modelo Ideal 83
donde ρ = 2E4
R2
0 − 7E2
R0γ¯x4
2 + 2E R2
0E2 − 3R0γ¯x4
2 (E2
R0 − 2γ¯x4
2) + 4¯x8
2γ2
.
La función ∆Q es un polinomio de tercer grado, por lo que utilizamos Tartaglia-
Cardano para obtener el discriminante ∆C que separa el número de raíces reales dadas
por
∆C =
1
27
¯x2
2R4
E2
R3
0γ
−
1
108
E4
R4
γ2 ¯x2
2R2
0
−
1
6
E4
R3
γ2 ¯x2
2R0
+
1
4
R2
E4
γ2 ¯x2
2
+
1
27
E6
R3
γ3 ¯x6
2
Para ∆C = 0 los valores de R que son soluciones están dadas por R1,2 = 0 y
R3,4 =
2ER0−9γ¯x4
2±2(E2−3¯x4
2γ)
2
R0(E2−3¯x4
2γ) R0E
γ¯x4
2(E2R0−4γ¯x4
2)
.
Igualamos R (s2) = R3, reducimos las fracciones eliminando los denominadores y
agrupamos términos en el lado izquierdo de la ecuación de lo que resulta:
− E2
R0 − 4γ¯x4
2 γ2
¯x8
2E ER0 − 2 R0 (E2R0 − 3¯x4
2γ)
3
− E2
R0 − 4γ¯x4
2
2E4
R2
0 − 7E2
R0 ¯x4
2γ + 4γ¯x4
2E − 2R0E3
R0 (E2R0 − 3¯x4
2γ) + 4γ2
¯x8
2
2E3
R2
0 − 9¯x4
2γER0 + 2R0E2
− 6¯x4
2γ R0 (E2R0 − 3¯x4
2γ) R0E = 0
Finalmente, expandiendo cada uno de los términos la parte de la derecha, de la
ecuación anterior, se hace igual a cero, lo que permite probar el Lema. QED.
Proposición 2 Para valores de R en el intervalo (0, R3) el sistema en lazo cerrado
tiene un único punto de equilibrio que es globalmente asintóticamente estable.
Demostración: Del Lema, R (s2) = R3. En consecuencia, ˜∆Q (x∗
2) > 0 para cualquiera
R ∈ (0, R3). La misma función ∆Q del apartado a) califica como función de Lyapunov.
QED.
Se han tratado tres casos y existe uno más, en el cual
γ¯x2
2
R0
−1
4
E2
¯x2
2
< 0 y el discriminante
E2 (E2R0−3¯x4
2γ)
¯x2
2R0
< 0, implicando que γ < E2R0
4¯x4
2
y γ > E2R0
3¯x4
2
, esto hace que el rango de
valores de γ sea vacío. Por tanto, las dos soluciones s1, s2 son imaginarias y la matriz
simétrica del sistema es definida negativa, ésta condición no tiene aplicabilidad para
nuestro estudio puesto que debe cumplirse que todos los menores de la matriz sean
definidos positivos (Sylvester).

Directivas de Diseño. Una vez obtenidas las zonas de operación estable, debemos
elegir cual de estas opciones es la más adecuada para el funcionamiento del conver-
tidor en lazo cerrado. Estableceremos entonces algunas directivas para el diseño del
convertidor.
Del análisis realizado hasta el momento, existen 3 zonas de operación en el rango
de la carga R ∈ (0, +∞), a saber:
1. Zona de concavidad positiva con raíces imaginarias.
2. Zona de concavidad positiva con raíces reales.
3. Zona de concavidad negativa con raíces reales.
Se tiene, entonces,
1. En esta zona de operación existe un hecho importante, el sistema en lazo cerrado
tiene un único punto de equilibrio real globalmente asintóticamente estable en
todo el rango de la carga R ∈ (0, +∞). Desde el punto de vista matemático es la
mejor opción ya que la estabilidad está asegurada independientemente del valor
que tome la carga. Sin embargo, existe una condición que debe ser satisfecha,
cual es γ > E2R0
4¯x4
2
. Esta condición podemos reescribirla sabiendo que la tensión de
salida del convertidor nunca será menor que la de alimentación (x∗
2 = kE, donde
k ≥ 1), entonces γ > R0
4k4E2 , esto implica valores de x∗
2 ∈ (0, +∞). Sin embargo no
siempre es posible utilizar parámetros que permitan establecer estas condiciones.
2. En esta zona la función de equilibrio tiene dos regiones, a saber
Definida en el rango R ∈ [0, Rs1 ] ∪ [Rs2 , +∞] globalmente asintóticamente
estable con una única raíz.
Definida en el rango R ∈ (Rs1 , Rs2 ) sin definición de la estabilidad con tres
raíces reales.
La zona opera con las restricciones E2R0
3¯x4
2
> γ > 1
4
E2R0
¯x4
2
, esto limita el rango de γ
para establecer una zona de estabilidad y las restricciones dificultan el establec-
imiento de la ganancia adecuada.

Modelo Ideal 85
3. En esta zona la función de equilibrio se separa en dos regiones, a saber:
Definida en el rango R ∈ (Rs1 , Rs2 ) globalmente asintóticamente estable con
una única raíz.
Definida en el rango R ∈ (−∞, Rs1 ) ∪ (Rs2 , +∞) sin definición de la estabi-
lidad con tres raíces reales.
Para esta zona la restricción se invierte por efecto del cambio de concavidad,
entonces se transforma en γ < E2R0
3¯x4
2
= R0
3k4E2 . Dado que R0 es pequeño en con-
vertidores de mediana y alta potencia, este rango es más adecuado para el fun-
cionamiento puesto que permite ajustar la ganancia de lazo para minimizar el
máximo valor de los transitorios y evitar que la saturación pueda dañar el equipo
u obligarlo a entrar en zonas inestables.
Como puede verse, existe una gama de posibilidades para el diseño del conver-
tidor; cada una con sus ventajas y desventajas, dependiendo de los parámetros.
Uniendo estos conceptos de diseño, la mejor de las opciones ha sido la última;
puesto que permite valores de γ lo suficientemente pequeños para que los transi-
torios en las implementaciones de laboratorio lo saturen.
3.3.2. Caso ∆C < 0
Consideremos ahora el caso en el que el sistema presenta tres puntos de equilibrio
que representaremos mediante x∗
1a
, x∗
2a
, x∗
1b
, x∗
2b
, x∗
1c
, x∗
2c
.
Como en el caso anterior, analizamos la dinámica del error respecto a uno de estos
puntos de equilibrio. Sean (e1, e2) = (x1, x2) − (x∗
1, x∗
2) las nuevas variables de error.
La dinámica del error dada en (3.13) sigue siendo válida. Dicha dinámica se puede
representar mediante el siguiente sistema bidimensional
C ˙e1 = − E
¯x2
e2 − γ ¯x2 e1e2 − γ ¯x2 e2x∗
1b
− γ¯x2 x∗
2b
e1 +
γ ¯x2
2e2
2
Ro E
+ 2 γ
¯x2
2e2x∗
2b
Ro E
L˙e2 = E
¯x2
e1 + γ ¯x2 e2
1 + 2 γ ¯x2 x∗
1b
e1 −
γ ¯x2
2e2e1
Ro E
−
γ ¯x2
2e2x∗
1b
Ro E
−
γ ¯x2
2x∗
2b
e1
Ro E
− e2
R
(3.15)
Nótese que se trata de un sistema cuadrático. Para su análisis se recurre a los
resultados de Perko [Per01], Dickson y Perko [Dic70] y Coppel [Cop66] para sistemas
de ecuaciones diferenciales de segundo orden cuadráticos.

Proposición 3 Bajo la suposición de que ∆C < 0, el sistema cuadrático (3.15) tiene
todas las soluciones acotadas y presenta tres puntos de equilibrio, de los cuales uno es
un punto de silla y los demás bien focos o bien nodos.
Demostración: Un cálculo bastante laborioso, cuyos detalles se trasladan al apéndice
B, muestra que el sistema definido en (3.15) es afínmente equivalente (en realidad la
transformación es un automorfismo del plano) al sistema tipo (3.3) del Teorema 1.
El automorfismo que permite justificar el resultado es:
e1
e2
=
q11 q12
q21 q22
z1
z2
con dos soluciones posibles:
q11 =
C
L
q22, q12 = −
q22CRoE
L¯x2
, q21 =
C
L
q22RoE
¯x2
y
q11 = −
C
L
q22, q12 = −
q22RoE
¯x2
, q21 = −
C
L
q22RoE
¯x2
El sistema transformado es:
˙z1 = a11z1 + a12z2 + z2
2
˙z2 = a21z1 + a22z2 − z1z2 + cz2
2
De acuerdo con el Lema 1, se cumplen las siguientes condiciones:
c = 0, a11 = −
R2
0E2
R(¯x2
2L+R2
0E2C)
,
a12 = L
C
2x∗
2b
γ¯x3
2(L¯x2(R¯x2−x∗
2b
R0)+RR2
0E2C)− 2γx∗2
2b
CR2
0+ L(R0+R) R0E2 ¯x2
2−E4R3
0RC
L¯x2RR0E(¯x2
2L+R2
0E2C)
,
a21 = C
L
γ¯x3
2x∗
2b
(L¯x2(x∗
2b
R0−R¯x2)−CRR2
0E2
)+E2R0 γx∗2
2b
CR2
0+L(R−R0) ¯x2
2+E4R3
0CR
¯x2RR0E(¯x2
2L+R2
0E2C)
,
a22 = −
¯x2 γ¯x3
2x∗
2b
L2+γ¯x2
2x∗
2b
CRR0E2L+E2LR0 ¯x2 γx∗2
2b
CR0+L +γx∗
2b
R3
0E4C2R
E2LCRRo (¯x2
2L+Ro2E2C)
Por lo tanto, el carácter acotado de las soluciones es consecuencia directa del Teo-
rema 1 de Perko. La existencia de tres puntos de equilibrio es consecuencia de ∆C < 0.
Finalmente, dado que el determinante d = a11a22 − a12a21 = 0 y b2
− 4d =
¯x2γ R¯x2(ER0x∗
1−¯x2x∗
2)
2
γ−4 E2R2
0x∗
2
CRLR2
0E2 > 0; del Lema 1 se tiene el punto de equilibrio “in-
termedio” es un punto de silla y los demás son focos o nodos. QED.

Modelo Joule 87
En la sección 3.5 comprobaremos para los parámetros del convertidor que utilizados,
que los puntos de equilibrio son: un foco estable, un punto de silla y un nodo estable.
Además, una de las componentes de la variedad inestable del punto de silla converge
hacia el foco y la otra es una de las variedades estables del nodo. Por lo que respecta
a la variedad estable del punto de silla y a la otra variedad estable del nodo, ambas
tienen su origen en algún punto del inﬁnito. El esquema c, correspondiente, es el de la
ﬁgura 3.2.
3.4. Efectos de los Cambios de la Carga del Conver-
tidor Boost Utilizando su Modelo Joule
En esta sección aplicamos el procedimiento anterior al modelo Joule descrito en el
segundo capítulo. Se supone se ha diseñado una ley de control obtenida en base a la
dinámica exacta del error de seguimiento, dada por:
u = ¯u − γ [(Vf − Vq) (x1 − ¯x1) + x1 ¯x2 − x2 ¯x1] ,
sobre la base de una carga nominal R0. La carga real se supone toma valores en el
intervalo (0, ∞).
Para la componente de prealimentación (feedforward), ¯u, del controlador, reque-
rimos de las ecuaciones originales del sistema (Capítulo 2, Sección 2.3) a objeto de
determinar los puntos de equilibrio. Se obtienen los siguientes equilibrios:
¯x2 = Vd
¯x1 =
R0 (E−Vq)± ((E−Vq)2
R0−4¯x2(¯x2+Vf −Vq)(Rin+Rj))R0
2R0 (Rin+Rj)
,
¯u =
(2Vf +2¯x2−Vq−E)R0± ((E−Vq)2
R0−4¯x2(¯x2+Vf −Vq)(Rin+Rj))Ro
2R0 (¯x2+Vf −Vq)
de los que se eligen el de menor corriente,
¯u =
(2Vf + 2¯x2 − Vq − E) R0 − (E − Vq)2
R0 − 4¯x2 (¯x2 + Vf − Vq) (Rin + Rj) Ro
2R0 (¯x2 + Vf − Vq)

Las ecuaciones del sistema en lazo cerrado están dadas por:
L 0
0 C
˙x1
˙x2
=
0 − (1 − ¯u)
(1 − ¯u) 0
x1
x2
−
Rin + Rj 0
0 1
R
x1
x2
+
E + γ¯x1(Vf − Vq)2
− Vq ¯u − (1 − ¯u) Vf
−γ¯x1 (Vf − Vq)
+
0 γ¯x1x2
−γ¯x1x2 0
x1
x2
+
0 −γx1 (¯x2 + Vf − Vq)
γx1 (¯x2 + Vf − Vq) 0
x1
x2
+ γ (Vf − Vq)
− (¯x2 + Vf − Vq) 2 ¯x1
0 0
x1
x2
(3.16)
Los puntos de equilibrio del sistema en lazo cerrado vienen dados por la solución
de
0 = − (1 − ¯u) x∗
2 + E + γ¯x1x∗2
2 − γ (¯x2 + Vf − Vq) x∗
1x∗
2 + 2 γ¯x1x∗
2 (Vf − Vq)
− γx∗
1 (Vf − Vq) (¯x2 + Vf − Vq) + γ¯x1( Vf − Vq)2
− x∗
1 (Rin + Rj) − Vf (1 − ¯u) − Vq ¯u
0 = x∗
1 (1 − ¯u) − x2
R
+ γ x∗2
1 (¯x2 + Vf − Vq) − x∗
1γ¯x1x∗
2 − x∗
1γ ¯x1 (Vf − Vq)
Despejando x∗
1 de la primera ecuación y sustituyendo en la segunda se obtiene una
ecuación cúbica en la tensión de salida en equilibrio:
x∗3
2 + s1x∗2
2 + s2x∗
2 + s3 = 0
donde los coeﬁcientes s1, s2, s3 son funciones racionales en ¯x1, ¯x2, R0, Rin, Rj, Vf , Vq y
γ. En función de los valores de los parámetros, el discriminante de la ecuación cúbica
tendrá signo positivo o negativo. En el primer caso el sistema en lazo cerrado presenta
un único punto de equilibrio, mientras que en el segundo caso se tienen tres puntos de
equilibrio.
Con el objeto de analizar ambos casos, recurriremos a los Lemas y Teoremas que

Modelo Joule 89
hemos presentado anteriormente. Fijando uno de los equilibrios y escribiendo, en de-
talle, la dinamica del error se tiene:
L˙e1 = − (1 − ¯u) e2 − e1 (Rin + Rj) − (¯x2 + Vf − Vq) e1x∗
2 − γ ( Vf − Vq) ¯x2e1 + γ¯x1e2
2
− γ( Vf − Vq)2
e1 + 2 (¯x1 + Vf − Vq) ¯x1e2 − γ (¯x2 + Vf − Vq) x∗
1e2 − (¯x2 + Vf − Vq) e1e2
C ˙e2 = (1 − ¯u) e1 −
e2
R
− γ¯x1e2e1 + γ (¯x2 + Vf − Vq) e1
2
+ 2 γe1x∗
1 (¯x2 + Vf − Vq) − γ¯x1e2x∗
1 − γ¯x1 (Vf − Vq) − γ¯x1 ¯x2x∗
2
(3.17)
Proposición 4 La dinámica del error descrita en (3.17) es afínmente equivalente a
un sistema del tipo (3.3) del Teorema 1.
Demostración: Un cálculo, que se muestra en el Apéndice C, muestra que el sistema
deﬁnido en (3.16) es afínmente equivalente al sistema tipo (3.3) del Teorema 1.
Derivando el cambio de variables
e1 = q11z1 + q12 z2
e2 = q21 z1 + q22 z2
(3.18)
resulta en
˙e1 = q11 ˙z1 + q12 ˙z2
˙e2 = q21 ˙z1 + q22 ˙z2
(3.19)
e igualando con (3.17) se obtiene un sistema de ecuaciones para q11, q12, q21, q22 cuya
solución es:
q11 = q22, q12 = −
q22 ¯x2
¯x1
, q21 =
q22 ¯x2
¯x1
o
q11 = −q22, q12 = −
q22 ¯x2
¯x1
, q21 = −
q22 ¯x2
¯x1
En el caso de ser necesario para completar el sistema afín el tiempo puede ser
escalado haciendo t = q0τ.
Revirtiendo la transformación podemos obtener los términos del sistema (3.17) que

están dados por:
a11 = −
(Rj+Rin)¯x2
1R+¯x2
2fq
R ¯x2
1L+C¯x2
2fq
a12 =
−2C¯x3
2fq
x∗
1b
γ+C¯x2
2fq
2x∗
2fq
γ¯x1−(1−¯u) +(1−¯u)¯x2
1L+2¯x1 ¯x2fq (C( Rj+Rin)−(1+x∗
1b
γ¯x1))+2γx∗
2fq
¯x3
1L
L ¯x2
1L+C¯x2
2fq
√C
L
a21 = C
L
x∗
1b
γ¯x3
2fq
C+¯x2
2fq
C (1−¯u)−x∗
2fq
γ¯x1 +¯x2fq
¯x1(x∗
1b
γ¯x1L+(Rj+Rin)C)+¯x2
1L (1−¯u)−γ x∗
2fq
¯x1
¯x2
1L+C¯x2
2fq
a22 = −
¯x2
2fq
R ¯x2fq
x∗
2fq
γ+Rj+Rin C2+¯x2fq
¯x1 x∗
2fq
¯x1+¯x2
2fq
x∗
1b
γRLC+L2 ¯x2
1(Rγx∗
1b
¯x1+1)
RL ¯x2
1L+C¯x2
2fq
2
C
donde ¯x2
2fq
= ¯x2 + Vf − Vq y x∗
2fq
= x∗
2b
+ Vf − Vq. QED.
Corolario 5 Todas las trayectorias del sistema (3.17) están acotadas.
Analizamos a continuación dos casos en función del número de puntos de equilibrio
reales del sistema.
3.4.1. Caso de una raíz real ∆c > 0
De acuerdo con el Teorema 2, el sistema (3.17) tiene la conﬁguración (c) de la ﬁgura
3.2 si se cumple:
a11 < 0 (3.20)
|c| < 2 (3.21)
(a12 − a21 + ca11)2
< 4 (a11a22 − a21a12) (3.22)
a11 + a22 < 0 (3.23)
Sustituyendo los parámetros del modelo por efecto Joule donde Rin, Rj, R, γ y
¯x1, ¯x2, ¯x2fq
, ¯x∗
2fq
son positivos, podemos revisar las condiciones:
Tenemos que a11 = −
(Rj+Rin)¯x2
1R+¯x2
2fq
R ¯x2
1L+C¯x2
2fq
< 0 luego la condición (3.20) se cumple.
|c| < 2 se cumple puesto que c = 0.
Substituyendo en (a12 − a21 + ca11)2
< 4 (a11a22 − a21a12) obtenemos como res-
tricción:
R < −
¯x2fq
x∗
2fq
γ + Rj + Rin
x∗
1b
¯x1 (Rj + Rin) − 1
4
x∗
2fq
¯x1 + x∗
1b
¯x2fq
2
γ γ
, (3.24)

Modelo Joule 91
dado que R > 0 es necesario que x∗
1b
¯x1 (Rj + Rin) − 1
4
x∗
2fq
¯x1 + x∗
1b
¯x2fq
2
γ < 0
esto implica que
Rj <
x∗
2fq
¯x1 + x∗
1b
¯x2fq
2
γ − 4x∗
1b
¯x1Rin
4x∗
1b
¯x1
,
por lo cual se requiere que
Rin <
x∗
2fq
¯x1 + x∗
1b
¯x2fq
2
4x∗
1b
¯x1
γ
La verificación de estas dos desigualdades sobre Rj y Rin indican que modelo
responde a sistema físico real.
Dado que a11 < 0, para que a11 + a22 < 0 se cumpla basta que a22 < 0, entonces
a22 = −
¯x2
2fq
R ¯x2fq
x∗
2fq
γ+Rj+Rin C2+¯x2fq
¯x1 x∗
2fq
¯x1+¯x2
2fq
x∗
1b
γRLC+L2 ¯x2
1(Rγx∗
1b
¯x1+1)
RL ¯x2
1L+C¯x2
2fq
2
C
< 0 .
Así pues, para valores de resistencia que satisfagan (3.24), el convertidor en lazo
cerrado esencialmente es un sistema acotado y se corresponde a la figura (c) del atlas
BQS1 (figura 3.1) con un punto de equilibrio globalmente asintóticamente estable.
3.4.2. Caso de tres raíces reales ∆c < 0
Ya hemos comprobado que la dinámica del error respecto a uno de los puntos de
equilibrio es afínmente equivalente al sistema (3.3) con
a11 = −
(Rj + Rin) ¯x2
1R + (¯x2 + Vf − Vq)2
R ¯x2
1L + C(¯x2 + Vf − Vq)2 = 0
Por lo tanto, también en este caso la dinámica del error tiene todas sus trayectorias
acotadas.
La hipótesis añadida de tener tres puntos de equilibrio, junto con el Lema 1 impli-
cará d = 0 y b2
< 4d donde b = a12 − a21 + ca11 y d = a11a22 − a21a12. Además, según
el mismo Lema 1, con indexado apropiado x1
2 < x2
2 < x3
2 se tiene que Q2 = (x2
1, x2
2) es
un punto de silla y que Q1 = (x1
1, x1
2) y Q3 = (x3
1, x3
2) son nodos o focos.

Resultados numéricos, que detallamos en la sección 3.5 (simulaciones) muestran
que para los valores considerados de los parámetros, los equilibrios Q1 y Q3 son un
foco y un nodo estables respectivamente. Este tipo de comportamiento corresponde al
diagrama (c) del atlas mostrado en la ﬁgura 3.2.
Nótese que, tal como ocurre en el caso ideal, la variedad inestable del punto de silla
converge hacia el foco y la otra es una de las variedades estables del nodo. Por lo que
respecta a la variedad estable del punto de silla y a la otra variedad estable del nodo,
ambas tienen su origen en algún punto del inﬁnito.
3.5. Simulaciones
Modelo Ideal. Las simulaciones que se presentan en esta sección se corresponden
con un prototipo experimental cuyos parámetros son E = 10 voltios, L = 33 µH,
C = 1000 µF, R0 = 2 Ω. El lazo de control se ha cerrado mediante la ley u =
1
2
− 0.002x1 + 0.002x2 que proviene de tomar los parámetros ¯x2 = 20 voltios, ¯x1 = 20
amperios, ¯u = 0.5 y γ = 0.0001.
La dinámica del sistema en lazo abierto en equilibrio está dada por:
L ˙x1 = 10 − (1 − u)
C ˙x2 = (1 − u) x1 − x2
R
(3.25)
Mientras que la dinámica en lazo cerrado es
˙x1 = 303030.303 − 15151.515x2 − 60.606 x2 x1 + 60.606x2
2
˙x2 = 5000x1 + 20x2
1 − 20x2 x1 − 10000x2
R
(3.26)
La ecuación cúbica que debe satisfacer la tensión de salida es
y = −
2500
x∗
2
+ 10 +
50000
x∗2
2
−
x∗
2
R
(3.27)
Dicha ecuación es equivalente a
y1 = 2500x∗
2R − 10x∗2
2 R − 50000R + x∗3
2 (3.28)
El discriminante de (3.28) vale
∆c = −3.935185185 × 106
R4
+ 3.7037037 × 108
R3
+ 6.25 × 108
R2
(3.29)

3.5 Simulaciones 93
y se anula para R1,2 = 0, R3 = 95.77592938 y R4 = −1.65828231. La figura 3.9 muestra
el discriminante como función de R ∈ (0, ∞) . Para valores de la carga R en el intervalo
(0, R3) el sistema en lazo cerrado presenta un único punto de equilibrio mientras que,
para R > R3 el sistema presenta tres puntos de equilibrio.
Figura 3.9: Discriminante de Cardano para la Función Cúbica de los equilibrios del Convertidor
La estabilidad del punto de equilibrio para el caso de una única raíz se ha justificado
en base a la función de Lyapunov V (e1, e2) = Le2
1 +Ce2
2. Vimos que derivando se puede
escribir como una función cuadrática a la cual aplicamos el criterio de Sylvester. El
determinante de dicha forma cuadrática resulta en:
∆ = 0.0020
x∗
2
R
+ 2 × 10−7 x∗3
2
R
− 0.000001x∗2
2 − 10−8 x∗4
2
R2
Despejando R de la ecuación (3.28) y sustituyendo en ∆ se obtiene
y2 = −
5
2
x∗
2 − 0.0425x∗2
2 + 75
cuya gráfica se presenta en la figura 3.10.
Se tiene ∆ > 0 para x∗
2 ∈ (−80.692, 21.86939) que equivale, utilizando de nuevo
(3.28), a R (x∗
2) ∈ (−6.065732, 95.775929).

x∗
2
y
Figura 3.10: Determinante para el segundo menor de la matriz simetrica de la derivada de la función de
Lyapunov
Caso de tres equilibrios reales
Tomando R = 100 Ω se obtienen tres soluciones de la ecuación (3.26), a saber:
x∗
1a
= 0.4783677790 x∗
2a
= 21.87162040
x∗
1b
= 149.1654866 x∗
2b
= 386.2194798
x∗
1c
= 350.3561456 x∗
2c
= 591.9088998
El análisis de los autovalores de la matriz jacobiana del campo vectorial, evaluado
en el equilibrio muestra que:
1. x∗
1a
, x∗
2a
es un foco estable, y los autovalores son λ1a = −668.25474 + 2304.0309j
y λ2a = −668.25474 − 2304.0309j
2. x∗
1b
, x∗
2b
es un punto de silla, y los autovalores son λ1b
= −23720.5301 y λ2b
=
4.9578

3.5 Simulaciones 95
3. x∗
1c
, x∗
2c
es un nodo estable, y los autovalores son λ1c = −36580.6989 y λ2c =
−3.2818
Un barrido del parámetro R entre R3 = 95.7759 Ω y R = 10M Ω muestra que esta
situación de estabilidad se mantiene.
En la figura 3.11 se muestra el plano de fase del modelo Ideal del convertidor en
lazo cerrado.
˙x1 = (E −
Ex2
¯x2
− x2γx1 ¯x2 +
γ ¯x2
2x2
2
R0E
)/L
˙x2 = (
Ex1
¯x2
+ γx2
1 ¯x2 −
x1γ ¯x2
2x2
R0E
−
x2
100
)/C
E = 10
R0 = 2
γ = 0.0001
L = 33e − 6
¯x2 = 20
C = 1000e − 6
Figura 3.11: Diagrama de Fases del Convertidor Boost Modelo Ideal en Lazo Cerrado tres Raíces Reales
Obsérvese como las ramas de la variedad inestable del punto de silla, ωu
1 y ωu
2 ,
convergen hacia el foco y el nodo respectivamente mientras que la variedad estable del
punto de silla tiene su origen en el infinito. Todo lo anterior confirma los resultados
detallados en la sección 3.4.2.
Modelo Joule. Para el modelo Joule del convertidor se utilizan los mismos valores

3.5 Simulaciones 97
y en el caso de tres raíces reales se tiene que
(a12 − a21 + ca11)2
> 4 (a11a22 − a21a12)
Para el caso de tres raíces reales debe cumplirse además que
d = (a11a22 − a21a12) = 2.4242(−23.5423 x∗
2 − 2.5896 + 20.11x∗
1)2
+3.1689 × 105
x∗
1 − 3.6363 × 105
x∗
2 + 2.1829 × 107
+
2.4375×105x∗
2+2.6934×106
R
= 0
Caso de un equilibrio real. Haciendo un barrido en el rango R ∈ (0, 94.12873978)
donde existe un único equilibrio, encontramos que el mismo puede ser nodo o foco es-
table. Utilizando simulaciones hemos observado que para valores de R > 0.106046261 Ω
el equilibrio es un foco y es un nodo para valores menores.
De lo anterior, se toma R = 0.1 Ω. Por lo tanto las ecuaciones del sistema el lazo
cerrado tienen la siguiente forma:
˙x1 = 273130.426 − 673.369x1 + 71.34x2
2 − 12856.039x2 − 60.939x2x1
˙x2 = 424.508x1 + 2.011x2
1 − 2.354x2x1 − 10000x2
(3.31)
Se tiene un único equilibrio real dado por: x∗
1 = 133.7303, x∗
2 = 8.9903.
Los autovalores de la dinámica en pequeña señal encontrados del equilibrio real son
λ1 = −4315.3784, λ2 = −7220.69. Por lo tanto, de la clasificación de Perko, figura 3.1,
para sistemas cuadráticos planares, acotados con un único equilibrio, se deduce que
este equilibrio es un nodo globalmente asintóticamente estable.
En la figura 3.12 se muestra el diagrama de fases del sistema (3.31).
Si hacemos R = 1 Ω la dinámica toma la forma:
˙x1 = 273130.426 − 673.369x1 + 71.34x2
2 − 12856.039x2 − 60.939x2x1
˙x2 = 424.508x1 + 2.011x2
1 − 2.354x2x1 − 1000x2
(3.32)
El equilibrio del sistema viene dado por: x∗
1 = 38.5304 x∗
2 = 17.7334 .
Los autovalores de la dinámica en pequeña señal encontrados del equilibrio real
son λ1,2 = −1422.3715 ± 2589.42j. Por lo tanto, de la clasificación de Perko, figura 3.1,
para sistemas cuadráticos planares, acotados con un único equilibrio se deduce que este
equilibrio es un foco globalmente asintóticamente estable.
En la figura 3.13 se muestra el diagrama de fases del sistema (3.32).

˙x1 = −673.369999x1+2.731304269e5+71.34031781x2
2−60.93939393x1x2−12856.03981x2
˙x2 = 424.5082795x1 +2.011x2
1 −2.354230488x1x2 −1000x2/R
R = 0.1
Figura 3.12: Diagrama de Fases del Convertidor Boost Modelo Joule en Lazo Cerrado una Raíz Real Tipo
Nodo
Caso de tres equilibrios reales. Para este caso se toma R = 95 Ω. Se obtienen los
equilibrios siguientes:
x∗
1a
= 0.6984 x∗
2a
= 24.4432
x∗
1b
= 80.0333 x∗
2b
= 235.5242
x∗
1c
= 108.6023 x∗
2c
= 262.2875
Los autovalores de la dinámica de pequeña señal de cada uno de los equilibrios son,
respectivamente:
λ1a = −1087.5492 + 1524.3027j λ2a = −1087.5492 − 1524.3027j
λ1b
= −15228.7465 λ1b
= 3.7293
λ1c = −16919.8024 λ1c = −3.4118
Por lo tanto, x∗
1a
, x∗
2a
es un foco estable, x∗
1b
, x∗
2b
es punto de silla y x∗
1c
, x∗
2c
es

3.5 Simulaciones 99
˙x1 = −673.369999x1+2.731304269e5+71.34031781x2
2−60.93939393x1x2−12856.03981x2
˙x2 = 424.5082795x1 +2.011x2
1 −2.354230488x1x2 −1000x2/R
R = 1
Figura 3.13: Diagrama de Fases del Convertidor Boost Modelo Joule en Lazo Cerrado una Raíz Real Tipo
Foco
un nodo estable.
El plano de fases se muestra en la figura 3.14 en la cual se destaca, como en el
caso ideal, las variedades estable e inestable del punto de silla y se observa cómo estas
últimas convergen hacia el foco y el nodo estables.
Un barrido de parámetro R entre 95 Ω y 10 MΩ muestra que los tipos de equilibrio
(foco, silla, nodo) son los mismos para todos los valores del parámetro.
Comparación entre los modelos Ideal y Joule para el caso de tres raíces
reales. En ambos modelos, el modelo Ideal y el modelo Joule, tomamos R = 100 Ω y
siguiendo exactamente el procedimiento establecido en este inciso, realizamos las simu-
laciones para cada modelo y las superpusimos. La gráfica 3.15 muestra los resultados
obtenidos. No especificamos los equilibrios ni los autovalores ya que este es sólo un

˙x1 = −673.369999x1+2.731304269e5+71.34031781x2
2−60.93939393x1x2−12856.03981x2
˙x2 = 424.5082795x1 +2.011x2
1 −2.354230488x1x2 −1000x2/R
R = 95
Figura 3.14: Diagrama de Fases del Convertidor Boost Modelo Joule en Lazo Cerrado tres Raíces Reales
Foco, Silla y Nodo
ejemplo ilustrativo que nos sirve para comparar el comportamiento de ambos sistemas.
3.6. Identiﬁcación Paramétrica
Una manera de enfrentar el problema de robustez ante variaciones de la carga, es
la identiﬁcación en línea. Para ello utilizaremos una técnica desarrollada por Fliess y
Sira-Ramírez [Fli03]. Consideremos el modelo Ideal del convertidor Boost, dado por:
L 0
0 C
˙xi
1
˙xi
2
=
0 − (1 − ui
)
(1 − ui
) 0
xi
1
xi
2
−
0 0
0 1
R
xi
1
xi
2
+
E
0

3.6 Identificación Paramétrica 101
Figura 3.15: Comparación de Diagramas de Fases del Convertidor Boost Modelos Ideal y Joule con tres
Raíces
Multiplicando por t la ecuación del condensador, se obtiene:
t ˙xi
2 (t) =
t (1 − ui
) xi
1 (t)
C
− t
xi
2 (t)
CR
Integrando ambos miembros de esta ecuación y utilizando la fórmula de integración
por partes, el término izquierdo resulta:
t
0
t ˙xi
2 (t) dt = txi
2 (t)
t
0
−
t
0
txi
2 (t) dt = txi
2 (t) −
t
0
txi
2 (t) dt
Integrando el miembro derecho y sustituyendo tenemos:
txi
2 (t) −
t
0
τxi
2 (τ) dτ =
1
C
t
0
τxi
1 (τ) 1 − ui
dτ −
1
CR
t
0
τxi
2 (τ) dτ

Integrando una vez más queda:
σ
0
τxi
2 (τ) dτ −
σ
0
t
0
λxi
2 (λ) dλdt =
1
C
σ
0
t
0
λxi
1 (λ) ui
(λ) dλdt−
1
RC
σ
0
t
0
λxi
2 (λ) dλdt
Despejando el parámetro 1
R
queda:
1
R
=
σ
0
t
0
λxi
1 (λ) (1 − ui
(λ)) dλdt − C
σ
0
txi
2 (t) dt + C
σ
0
t
0
xi
2 (λ) dλdt
σ
0
t
0
txi
2 (λ) dλdt
(3.33)
Para la implementación utilizamos (3.33) y lo reescribimos por medio del siguiente
sistema de ecuaciones
˙x3 (t) = x4 (t)
˙x4 (t) = txi
2 (t)
˙x5 (t) = −Ctxi
2 (t) + x6 (t)
˙x6 (t) = Cxi
2 (t) + (1 − u) txi
1 (t)
(3.34)
el cual aproximaremos utilizando el método de Euler.
El estimador de la carga finalmente quedará definido por:
1
R
=
x5 (t)
x3 (t)
La utilización del método de Euler para la resolución numérica de ecuaciones di-
ferenciales, produce un rápido crecimiento de las funciones por lo cual se saturan las
variables utilizadas cuando se procede digitalmente y en los amplificadores cuando se
procede en forma analógica. El identificador hay que apagarlo o reinicializarlo cuando
se logra la convergencia del cociente. Esta característica conlleva a definir un período
de tiempo ∆t, en el algoritmo utilizado como controlador, para reinicializar a condi-
ciones iniciales las ecuaciones diferenciales impidiendo que se saturen. También existe
la posibilidad de que los primeros valores presenten indefiniciones debidas a una di-
visión por cero. Aún con estas restricciones la técnica detecta cambios paramétricos
muy rápidamente y eso permite que sea aplicable.
Rehaciendo los cálculos para el modelo Joule Σj se obtiene exactamente la misma
estructura del identificador. Nótese, sin embargo, que la acción de control ha cambiado.

3.7 Robustez Extendiendo el Espacio Estado con un Integrador del Error de la
Salida 103
En el modelo Joule se tiene u = ¯uj
− γ (Vf − Vq) xj
1 − ¯xj
1 + ¯xj
2xj
1 − ¯xj
1xj
2 , donde los
equilibrios son ¯xj
2 = Vd, ¯xj
1 =
(E−V j
q )
2(Rin+Rj)
−
(E−V j
q )
2
4(Rin+Rj)2 −
(V j
f −V j
q +¯xj
2)¯xj
2
R(Rin+Rj)
y ¯uj
= 1−¯xj
2 R¯xj
1.
Resultados de la Simulación. Esta técnica de identificación paramétrica se ha
analizado en el modelo Joule Σj mediante simulaciones. La carga real varía entre 2
y 4 Ω mientras que el controlador presupone, para el cálculo del estado estacionario
(componente feedforward) valores de R = 4 Ω y R = 2 Ω respectivamente. Asimismo
se considera un controlador realimentado con la salida del estimador.
Los parámetros utilizados son E = 10 voltios, Vd = 16 voltios, γ = 0.00001, L =
33 µH, C = 1000 µF, V j
f = 0.94 voltios y V j
q = 1.42 voltios.
En la figura 3.16 se muestran respectivamente la corriente en el inductor, la tensión
en el condensador y la acción de control. La frecuencia del PWM fue de 20 kHz. Los
resultados corresponden a tres simulaciones, a saber:
a.- En azul; la resistencia en forma de escalón toma los valores R = 2 Ω, R = 4 Ω y
R = 2 Ω mientras que la acción de control utiliza R = 2 Ω.
b.- En verde; la resistencia en forma de escalón toma los valores R = 4 Ω, R = 2 Ω
y R = 4 Ω mientras que la acción de control utiliza R = 4 Ω.
c.- En rojo; los resultados obtenidos cuando el identificador realimenta la acción de
control.
3.7. Robustez Extendiendo el Espacio Estado con un
Integrador del Error de la Salida
En esta sección se considera la inclusión de un término integral para rechazar el
efecto de las perturbaciones en forma de escalón en la carga.
Al incluir esta variante en el controlador, la estabilidad no está asegurada, por lo
cual se hace necesario un análisis que permita establecer un rango de los parámetros que
pueda, al menos, asegurar estabilidad local. Durante el trabajo no fue posible establecer
estabilidad global, por ello se recurrió al análisis en pequeña señal para establecer el
comportamiento alrededor del punto de operación.

Figura 3.16: Modelo Joule Identiﬁcacion Paramétrica con Cambios de Carga

Salida 105
Ley de Control y Análisis de Estabilidad Local del Sistema. Utilizando el
modelo ideal del convertidor Boost e incluyendo una extensión del espacio de estado
para introducir la variable del error, obtenemos:




L 0 0
0 C 0
0 0 1








˙x1
˙x2
˙x3



 =




0 − (1 − u) 0
(1 − u) 0 0
0 0 0








x1
x2
x3




−




0 0 0
0 1
R0
0
0 −1 0








x1
x2
x3



 +




E
0
−Vd




(3.35)
donde x1 es la corriente en la bobina, x2 es la tensión en el condensador, x3 es la integral
de error, u es la entrada, R0 es la carga nominal, E es la fuente de alimentación, L es
la inductancia de la bobina y C es la capacitancia del condensador, Vd es la tensión
deseada de la salida del condensador.
La ley de control del modelo ideal que hemos utilizado en el transcurso de este
trabajo es u = ¯u−γ (¯x2x1 − ¯x1x2), donde ¯x2 = Vd; ¯u = 1− E
¯x2
; ¯x1 =
¯x2
2
R0E
y γ es una
constante positiva. Nótese que el control se ha deﬁnido a partir de la carga nominal R0
y es dependiente de la carga R, así que es suﬁciente que R varíe para que no se pueda
alcanzar la condición deseada. Por esta razón incluimos dentro del lazo de control un
integrador en el intento de corregir el valor deseado de la tensión de salida, por lo cual
hacemos u = ¯u − γ (¯x2x1 − ¯x1x2) + αx3 donde α es la ganancia del integrador.
Como se utiliza la dinámica del error, incluimos un sistema de referencia dado por:




0
0
0



 =




0 − (1 − u∗
) 0
(1 − u∗
) 0 0
0 0 0








x∗
1
x∗
2
x∗
3



 −




0 0 0
0 1
R
0
0 −1 0








x∗
1
x∗
2
x∗
3



 +




E
0
−Vd




(3.36)
de donde
x∗
2 = Vd; x∗
1 =
x∗2
2
RE
; x∗
3 = −
x∗3
2 γ (R − R0)
RR0Eα

La dinámica del error se obtiene de (3.35) y (3.36), así nos queda:




L 0 0
0 C 0
0 0 1








˙e1
˙e2
˙e3



 =




0 − (1 − ¯u) 0
(1 − ¯u) 0 0
0 0 0








e1
e2
e3



 −




0 0 0
0 1
R
0
0 −1 0








e1
e2
e3




+





−¯x2x∗
2 −γ −2¯x1x∗
2 + ¯x2x∗
1 − α
x∗
3
γ
αx∗
2
−γ ¯x1x∗
2 − 2¯x2x∗
1 + α
x∗
3
γ
−γ¯x1x∗
1 −αx∗
1
0 0 0









e1
e2
e3




+





0 −γ ¯x2e1 − ¯x1e2 − αe3
γ
0
−γ −¯x2e1 + ¯x1e2 + αe3
γ
0 0
0 0 0









e1
e2
e3




La dinámica en pequeña señal en torno al punto de equilibrio queda caracterizado
por la matriz jacobiana del campo vectorial evaluado en el origen (0, 0, 0),
J =






−γ
¯x2
2
L
−
E2R0−γ¯x4
2
L¯x2ER0
α¯x2
L
γ¯x4
2+E2R
C¯x2ER
−
γ¯x4
2+E2R0
E2CR0R
−
α¯x2
2
ERC
0 1 0






(3.37)
cuyo polinomio característico (3.37) viene dado por:
p (λ) = λ3
+
(¯x4
2γE2
CR0R + ¯x6
2Lγ + ¯x2
2LE2
R0)
C¯x2
2E2RLR0
λ2
+
(2¯x4
2γ E2
R0 − E2
R¯x4
2γ + ¯x4
2LαER0 + E4
RR0)
C¯x2
2E2RLR0
λ −
Eα
CL
Aplicando el criterio de Routh-Hurwitz se obtienen las siguientes condiciones:
E2
(¯x2
2γCR + L) R0 + ¯x4
2Lγ
CE2RLR0
> 0 (3.38)
m2 = β2R2
+ β1R + β0 > 0 (3.39)
m3 = −
Eα
LC
β2R2
+ β1R + β0 > 0 (3.40)

Salida 107
donde
β2 = ¯x2
2E3
CR0 (−¯x4
2γ2
+ γE2
R0 + EαLR0)
β1 = −¯x8
2Lγ2
E + ¯x6
2γ E2
CRo2
Lα + 2 ¯x6
2γ2
E3
CR2
0 + LE5
R2
0
β0 = LR0 ¯x4
2 (γ¯x4
2 + E2
R0) (2Eγ + Lα)
Estas condiciones permiten establecer el rango de α que proporciona una operación
localmente estable del convertidor.
La desigualdad (3.38) se veriﬁca siempre; de (3.39) y (3.40) se deduce que α debe
ser negativa. Finalmente, 0 > α > −E
L
γ garantiza m2 > 0. Sin embargo esta última
condición sobre α es una condición suﬁciente y, en consecuencia, bastante conservadora.
El análisis detallado de la parábola m2(R) = 0 permite elegir α que satisfaga m2 > 0
y mantener un compromiso entre la rapidez de respuesta ante las perturbaciones de la
carga y el rango de la carga R para las cuales se pueda garantizar estabilidad local.
Simulaciones. Para ilustrar el procedimiento que hemos planteado utilizamos un con-
vertidor con los siguientes parámetros: E = 10 voltios, γ = 0.00001, Vd = 20 voltios,
L = 33 µH y C = 1000 µF.
Por tanto, el sistema vendrá dado por las siguientes ecuaciones:
˙x1 = 303030.303 − 15151.515x2 − 60.606 x2x1 + 60.606 x2
2 + 30303.03 x2αx3
˙x2 = 500x1 + 2x2
1 − 2 x2x1 − 1000x1αx3 − 1000 x2
R
˙x3 = x2 − 20
El jacobiano resultante queda de la forma:
Ja =




−1212.12 13939.39 606060.606α
5(16+100R)
R
−1080
R
−40000
R
α
0 1 1




El polinomio característico de la matriz se obtiene del jacobiano (Ja) es:
p(λ) = λ3
+(
1080
R
+ 1212.12)λ2
+(
2424242.424
R
+ 6969696.97 +
40000
R
α)λ−303030303α
Sustituimos los parámetros y obtenemos el polinomio m2:
m2 = (14.72 + 0.52α) R2
+ (0.084α + 18.23) R + 0.0752α + 4.56
Así que β2 = 14.72 + 0.52α por lo que α|β2=0 = −27.879. Por tanto, β2 > 0 para
0 > α > −27.879 y β2 < 0 para α < −27.879. Para obtener el αm´ın hallamos el

discriminante de m2 dado por ∆m = −0.1518α2
− 10.985α + 63.928 del cual tomamos
el valor mínimo αm´ın = −77.766.
De aquí conseguimos el rango de 0 > α > − 77.766 donde el sistema es localmente
estable.
Mostramos a continuación el caso de que α = −1, según esto β2 = 14.192 y los
cruces por cero de m2 son R1 = −0.335, R2 = −0.944, por lo tanto m2 > 0 para R > 0,
como se puede observar en la figura 3.17.
Figura 3.17: Rangos de Carga para el caso β2 < 0 y α = −1
En el caso de utilizar un α = −30 tenemos que β2 = −1.12 y los cruces por cero de
m2 están en R1 = −0.145, R2 = 14.164, como se puede observar en la figura 3.18, por
lo que el rango de estabilidad local queda restringido a 0 < R < 14.164.
Como muestran estos ejemplos, existe un compromiso entre el rango de la carga R
y la ganancia α que se utiliza en el integrador.
3.8. Implementación Experimental
Identificador Paramétrico. Utilizando el prototipo desarrollado y referido en dife-
rentes capítulos de este trabajo, se procedió a realizar implementaciones del convertidor

3.8 Implementación Experimental 109
Figura 3.18: Rangos de Carga para el caso β2 > 0 y α = −30
Boost incluyendo el identificador paramétrico. Los parámetros utilizados son E = 10
voltios, Vd = 16 voltios, γ = 0.00001, L = 33 µH, C = 1000 µF, V j
f = 0.94 voltios y
V j
q = 1.42 voltios. Se utilizó un modulador PWM operando a 20 kHz.
El cierre del lazo se hizo por medio del controlador obtenido del modelo Joule dado
por u = ¯u − γ [(Vf − Vq) (x1 − ¯x1) + x1 ¯x2 − x2 ¯x1], cuyos equilibrios están dados por:
¯xj
2 = Vd
¯xj
1 =
(E−V j
q )
2(Rin+Rj)
−
(E−V j
q )
2
4(Rin+Rj)2 −
(V j
f −V j
q +¯xj
2)¯xj
2
R(Rin+Rj)
¯u =
(2 V j
f +2¯xj
2−V j
q −E)− (E−V j
q )
2
−4(Rin +Rj)¯xj
2(¯xj
2−V j
q +V j
f )
2(¯xj
2−V j
q +V j
f )
(3.41)
El lazo de control incluye el sistema de ecuaciones diferenciales dadas por (3.34),
las cuales se aproximaron por medio de un algoritmo que utiliza el método de Euler
para la resolución numérica de ecuaciones diferenciales.
Con el fin de analizar el comportamiento, se realizaron cambios de carga en escalón
variando de 4 a 2 Ω y de 2 a 4 Ω, de manera manual a través de un interruptor.
En las figuras 3.19 y 3.20, puede observarse como el controlador sin el identifi-
cador no consigue la regulación del valor deseado de tensión mientras que la salida se
mantiene más cerca del valor deseado, cuando se incluye el identificador. Se muestran

las corrientes en la bobina y la tensión en el condensador para ambos casos.
Figura 3.19: Mediciones en el Modelo Real Identiﬁcación Paramétrica con Cambios de Carga de 4 a 2 Ω
Término Integral. Con el convertidor ya citado, procedimos a introducir el término
de la integral del error en el lazo de realimentación, este toma la forma
u = ¯u − γ [(Vf − Vq) (x1 − ¯x1) + x1 ¯x2 − x2 ¯x1] + αx3
y donde los equilibrios están dados por (3.41).

3.8 Implementación Experimental 111
Figura 3.20: Mediciones en el Modelo Real Identiﬁcación Paramétrica con Cambios de Carga de 2 a 4 Ω
Los parámetros con los que se realizó el prototipo fueron Vd = 15 voltios, V j
f = 1.05
voltios, V j
q = 0.95 voltios, Rin + Rj = 0.045 Ω, γ = 0.00001, α = −30, E = 10 voltios.
Una vez que el convertidor funcionaba como regulador, se realizaron cambios de carga
en forma de escalón entre 2 y 1 Ω. Procediendo a realizar mediciones de la corriente
en la bobina (fucsia) y tensión en el condensador (amarillo) que se muestran en las
ﬁguras 3.21 y 3.22.

Figura 3.21: Regulación del Boost con integrador del error de la salida. Cambio de carga de 2 a 1 Ω
Figura 3.22: Regulación del Boost con integrador del error de la salida. Cambio de carga de 1 a 2 Ω

Capítulo 4
Seguimiento de Señal en
Convertidores con Topología Boost
4.1. Introducción
En el primer capítulo de la presente tesis se describe la técnica de realimentación de
la salida pasiva de la dinámica exacta del error de seguimiento, así como el procedimien-
to a seguir para su aplicación en convertidores de potencia. Asimismo, en el segundo
capítulo se realizan cambios en el modelado del convertidor con la finalidad de obtener
una respuesta más fidedigna; esto es que las simulaciones se asemejen a las mediciones
procedentes de la implementación experimental del prototipo. El tercer capítulo se ha
enfocado en el estudio de los efectos de los parámetros sobre el controlador y el sistema
en lazo cerrado, con la finalidad de establecer la estabilidad utilizando Lyapunov y
estimación paramétrica.
Con las diversas técnicas planteadas en los tres capítulos anteriores procedemos a
realizar diseño y experimentos enfocando el trabajo en las siguientes aplicaciones:
1. Planificación de Trayectorias en un convertidor Boost.
2. Seguimiento de señales Senoidales en un Convertidor Boost-Boost.

114 Seguimiento de Señal en Convertidores con Topología Boost
4.2. Planificación de Trayectorias en un Convertidor
Boost
Como su nombre indica, la técnica de control de realimentación de la salida pa-
siva de la dinámica exacta del error de seguimiento incluye la posibilidad de realizar
seguimiento de trayectorias. Sin embargo, hasta este punto solamente se ha tratado
el problema de regulación. A continuación se procede a realizar la planificación de
trayectorias con una referencia polinómica a partir de condiciones iniciales y finales
dadas.
En el segundo capítulo de esta tesis se sintetizó una ley de control para el convertidor
Boost basada en la realimentación de la salida pasiva de la dinámica exacta del error
de seguimiento utilizando el modelo Joule. La ley de control obtenida viene definida
por la ecuación (2.9) que repetimos a continuación:
uj
= ¯uj
− γ V j
f − V j
q xj
1 − ¯xj
1 + ¯xj
2xj
1 − ¯xj
1xj
2
donde V j
f , V j
q son las constantes del modelo Joule y ¯xj
1, ¯xj
2, ¯uj
las coordenadas de equi-
librio del modelo Joule.
Para referirnos al seguimiento utilizaremos, en este caso, la notación supra aste-
risco, es decir, la barra se circunscribe al problema de regulación y el asterisco al del
seguimiento de trayectoria. De este modo, el controlador estará dado por:
uj
= uj∗
− γ V j
f − V j
q xj
1 − xj∗
1 + xj∗
2 xj
1 − xj∗
1 xj
2 (4.1)
Obsérvese que, a partir de la ecuación anterior, se precisa de uj∗
, xj∗
1 , xj∗
2 para sin-
tetizar la ley de control. Esto es, queda por definir la manera de obtener la trayectoria
que nos permita sintetizar el controlador en la aplicación de seguimiento. Para resolver
este problema utilizaremos el hecho de que el convertidor Boost es plano; es decir, exis-
te una salida plana, véase [Fli99], que puede ser usada para expresar todos los estados
y entradas explícitamente en términos de dicha salida plana y un número finito de
sus derivadas. Este problema ha sido previamente presentado desde un punto de vista
teórico en Sira-Ramírez [Sir02] y en Sira-Ramírez y Agrawal [Sir04].

4.2 Planificación de Trayectorias en un Convertidor Boost 115
Consideremos nuevamente el modelo Joule del convertidor Boost:
L ˙xj∗
1 = − (1 − uj∗
) xj∗
2 + E − (Rin + Rj) xj∗
1 − Vf (1 − uj∗
) − Vquj∗
C ˙xj∗
2 = (1 − uj∗
) xj∗
1 −
xj∗
2
R
(4.2)
donde xj∗
1 es la corriente nominal de la bobina, xj∗
2 es la tensión nominal del conden-
sador, E es la fuente de alimentación, Vf es la fuente de tensión equivalente del diodo,
Vq es la fuente de tensión equivalente del transistor, Rin es la resistencia interna de la
bobina, Rj es la resistencia equivalente Joule, L es la inductancia de la bobina, C es
la capacitancia del condensador, R es la resistencia de carga y uj∗
es el control.
Utilizando la función de energía (Fj∗
) de (4.2) como candidata a salida plana [Fli99]:
Fj∗
=
1
2
Cxj∗2
2 +
1
2
Lxj∗2
1 (4.3)
De este modo, puede encontrar la variable xj∗
2 en función de la energía (Fj∗
) apli-
cando:
xj∗
2 =
2Fj∗ − Lxj∗2
1
C
(4.4)
Derivando la función de energía y sustituyendo en (4.2) se obtiene::
˙Fj∗
= xj∗
1 E − (Rin + Rj) xj∗2
1 − xj∗
1 Vf − xj∗
1 uj∗
V j
q − V j
f −
xj∗2
2
R
(4.5)
Simpliﬁcación. Ya que la función de energía no es, en este caso, una salida plana y
en vista de que este trabajo se orienta a un acercamiento entre la teoría y la práctica,
en lugar de buscar una solución diferente hacemos una aproximación para eliminar la
dependencia del control1
. Se considera V j
q ≈ V j
f . En particular, en nuestro caso esta
aseveración es precisa puesto que los dos semiconductores son del mismo material.
Obsérvese que esta dependencia respecto de la entrada no existe cuando se utiliza el
modelo Ideal. Empleando la aproximación anterior se obtiene:
˙Fj∗
≈ (E − Vf ) xj∗
1 − (Rin + Rj) xj∗2
1 −
xj∗2
2
R
1
Este tipo de aproximaciones de un sistema no plano por un sistema plano son habituales en la
práctica, y ha sido empleada por diversos autores entre quienes destaca C. Martin y M. Zeitz, entre
otros.

Esto nos permite obtener la salida como función de la derivada de la energía:
xj∗2
2 = (E − Vf ) xj∗
1 − (Rin + Rj) xj∗2
1 − ˙Fj∗
R (4.6)
Comparando las ecuaciones (4.3) y (4.6), se obtiene:
2Fj∗
− Lxj∗2
1
C
= R (E − Vf ) xj∗
1 − (Rin + Rj) xj∗2
1 − ˙Fj∗
De aquí se puede obtener la corriente como una función cuadrática de la forma:
xj∗2
1 + xj∗
1
(E − Vf )
L
CR
− (Rin + Rj)
−
˙Fj∗
+ 2Fj∗
CR
L
CR
− (Rin + Rj)
= 0
Que tiene como solución:
xj∗
1 = −
(E − Vf )
2 L
CR
− (Rin + Rj)
±
1
4
(E − Vf )
L
CR
− (Rin + Rj)
2
+
˙Fj∗ + 2Fj∗
CR
L
CR
− (Rin + Rj)
En nuestro caso, de acuerdo con los parámetros utilizados, las soluciones son reales
y tomamos el signo negativo de la raíz cuadrada para tener la solución correspondiente
a menor corriente. Su derivada vendrá dada por:
˙xj∗
1 = −
¨Fj∗+2 ˙F j∗
CR
( L
CR
−(Rin+Rj))
2 1
4
(E−Vf )
( L
CR
−(Rin+Rj))
2
+
˙Fj∗+2F j∗
CR
( L
CR
−(Rin+Rj))
Para completar el sistema referencial despejamos el control de la ecuación diferencial
de la corriente de (4.2), dada por:
uj∗
=
L ˙xj∗
1 − E + (Rin + Rj) xj∗
1 + Vf + xj∗
2
xj∗
2
En conclusión, para deﬁnir la trayectoria de referencia necesitamos de uj∗
, ˙xj∗
1 , xj∗
1 , xj∗
2 ,
las cuales, a su vez, se obtienen a partir de la trayectoria de referencia para la función
de energía y un número ﬁnito de sus derivadas.

Observación
Para el sistema de referencia se requieren tanto la función de energía (Fj∗
) como
sus derivadas ( ˙Fj∗
, ¨Fj∗
), por lo cual es necesario que la señal de referencia que
utilicemos sea al menos continua y diferenciable hasta el segundo orden. Para ello,
La trayectoria de referencia de la función energía se selecciona de la forma:
Fj∗
=



Fj∗
i t < ti
Fj∗
i + Fj∗
f − Fj∗
i ψ (t, ti, tf ) ti < t < tf
Fj∗
f t > tf
donde Fj∗
i es la energía inicial, Fj∗
f es la energía final y ψ (t, ti, tf ) es, en este caso,
un polinomio en t ∈ [ti, tf ] que satisface
ψ (ti) = 0, ψ (tf ) = 1
˙ψ (ti) = ¨ψ (ti) = ˙ψ (tf ) = ¨ψ (tf ) = 0
Las derivadas de ψ deben anularse en ti y en tf a fin de obtener trayectorias suaves
entre puntos de equilibrio.
4.2.1. Simulaciones e Implementación Experimental
Tanto las simulaciones como el prototipo experimental utilizan un grupo de pará-
metros que definimos a continuación:
Parámetros del convertidor
• Parámetros del prototipo experimental: E = 10 voltios, L = 33 µH, C =
1000 µF, R = 2 Ω.
• Parámetros del modelo Joule: Rin = 0.05 Ω, Rj = 0.006 Ω, V j
q = 1.05
voltios, V j
f = 1.14 voltios.
Ganancia del controlador: γ = 0.00001
El polinomio utilizado es ψ (τ) = τ5
(r1 − r2τ + r3τ2
) con r1 = 21, r2 = 35, r3 =
15, donde τ = t−ti
tf −ti
.

A continuación presentamos los resultados de la simulación correspondientes a la
planificación de trayectorias desde la condición inicial de (5A, 10V ) hasta una condición
final de (20A, 20V ) que corresponden a los puntos de equilibrio para una resistencia
R = 2 Ω.
Las trayectorias simuladas corresponden a una secuencia de tiempo que pasa por:
Permanecer ∆t1 = 10 mseg en la condición inicial.
Seguir la trayectoria planificada durante ∆t2 = 30 mseg.
Permanecer ∆t3 = 10 mseg en la condición final
En la figura del voltaje 4.1b de la salida pueden observarse las tres regiones de
tiempo a las que hacemos referencia. Las figuras 4.1a, 4.1b, 4.1c muestran el compor-
tamiento de la corriente en la bobina, el voltaje en el condensador y el control. Debe
notarse que estos resultados corresponden al modelo Joule y no incluyen el modulador
de ancho de pulso.
Además, la figura 4.1d es la función de energía que utilizamos como trayectoria e
incluimos la primera y segunda derivada en las figuras 4.1e y 4.1f. Estas son utilizadas
por el sistema de referencia para completar el seguimiento.
A continuación, se presentan los resultados obtenidos del prototipo cuando se imple-
mentó el controlador en el laboratorio, con tal fin incluimos simulaciones y mediciones
de campo superpuestas en cada una de las figuras. Así presentamos tres ejemplos:
Seguimiento de trayectoria iniciando en 14 voltios y finalizando en 16 voltios. Las
figuras 4.2a y 4.2b corresponden a la corriente en la bobina y la tensión en el
condensador, respectivamente.
Rango de 13 a 17 voltios. Figuras 3.16a y 3.16b para la corriente y la tensión,
respectivamente.
Rango 10 a 20 voltios. Figuras 4.4a y 4.4b para la corriente y la tensión, respec-
tivamente.

(a) Corriente en la Bobina (b) Voltaje en el Condensador
(c) Control (d) Energía Almacenada
(e) Derivada de la Energía Almacenada (f) Segunda Derivada
Figura 4.1: Simulaciones para el Seguimiento del polinomio ψ (t, ti, tf ) Vci = 10 V a Vcf
= 20 V
4.2.2. Análisis de los Resultados
Las simulaciones y los resultados experimentales muestran gran concordancia y
el error cometido en el seguimiento es despreciable, lo que corrobora la bonanza del
control propuesto.

(b) Voltaje en el Condensador
Figura 4.2: Comparación entre Simulaciones y Mediciones para el Seguimiento del Polinomio de Vci = 14
a Vcf
= 16 voltios
Como se aprecia en las ﬁguras obtenidas, la operación en conjunto del modelo Joule
muestra como el convertidor puede barrer gran parte del rango de operación, a saber
(E,2E).

4.3 Síntesis de un Controlador para el Seguimiento de Señales Senoidales en un
Convertidor Boost-Boost 121
Figura 4.3: Comparación entre Simulaciones y Mediciones para el Seguimiento del Polinomio de Vci = 13
a Vcf
= 17 voltios
4.3. Síntesis de un Controlador para el Seguimiento
de Señales Senoidales en un Convertidor Boost-
Boost
Procedemos, a continuación, a aplicar las técnicas planteadas en la presente tesis a
un caso particular: el convertidor Boost-Boost.

Figura 4.4: Comparación entre Simulaciones y Mediciones para el Seguimiento del Polinomio de Vci
= 10
a Vcf
= 20 voltios
El convertidor Boost funciona como elevador, es decir, la tensión de salida es mayor
que la tensión de entrada. Para obtener en la salida una señal que tenga cruce por cero
es necesario utilizar una topología diferente que se puede obtener mediante el uso de
dos convertidores Boost interconectados por el extremo de la carga como lo plantean

Caceres y Barbi [Cac04]. De esta manera se establece una configuración tipo Boost-
Boost. Esta topología, como lo mostraremos adelante, tiene la ventaja de que puede
funcionar como elevador y reductor permitiendo una extensión del rango de operación.
4.3.1. Modelo Ideal
La configuración básica utilizando del convertidor Boost-Boost se muestra en la
figura 4.5. Cada etapa puede entregar a su salida, sobre su correspondiente condensador,
una tensión positiva mayor que la tensión de entrada. Si las colocamos en contrafase es
posible obtener una señal senoidal sin nivel de continua en la carga, pudiendo funcionar
como elevador o reductor de acuerdo con la funciones de seguimiento de cada etapa.
L1
E
SW1
R
SW2
E
L2
C1 C2
xi
2 xi
4
xi
1 xi
3
Figura 4.5: Modelo Ideal del Convertidor Boost-Boost DC-AC con Carga Flotante
Aplicando leyes de Kirchoff obtenemos las ecuaciones que caracterizan el compor-
tamiento dinámico del convertidor:







L1 0 0 0
0 C1 0 0
0 0 L2 0
0 0 0 C2














˙xi
1
˙xi
2
˙xi
3
˙xi
4







=







0 − (1 − ui
1) 0 0
(1 − ui
1) 0 0 0
0 0 0 − (1 − ui
2)
0 0 (1 − ui
2) 0














xi
1
xi
2
xi
3
xi
4







−







0 0 0 0
0 1/R 0 −1/R
0 0 0 0
0 −1/R 0 1/R














xi
1
xi
2
xi
3
xi
4







+







E
0
E
0







(4.7)

donde xi
1, xi
3 son las corrientes en la bobinas, xi
2, xi
4 son las tensiones en los conden-
sadores, ui
1, ui
2 son las entradas al sistema, R es la carga, E es la fuente de alimentación,
L1, L2 son las inductancias de las bobinas y C1, C2 son las capacitancias de los conden-
sadores.
Si hacemos cero las derivadas correspondientes a la dinámica se obtienen los puntos
de equilibrio, representados con la notación barra superior, que vendrán dados por la
solución de las siguientes ecuaciones:
(1 − ¯u1) ¯x2 = E
(1 − ¯u1) ¯x1 = (¯x2−¯x4)
R
(1 − ¯u2) ¯x4 = E
(1 − ¯u2) ¯x3 = (¯x4−¯x2)
R
(4.8)
Síntesis del Controlador. Utilizando la metodología planteada en el Capítulo 1,
seguimos los pasos que permiten la obtención del control, por lo cual procedemos a:
Hallar la dinámica exacta del error
Obtener la salida pasiva
Realizar la síntesis del controlador
Comenzamos por hallar la dinámica exacta del error de seguimiento. Las deﬁniciones
de error se obtienen de utilizar dos modelos, uno perturbado y otro referencial, para
posteriormente restar ambos sistemas. Este procedimiento se detalla en el capítulo uno.
Así deﬁnimos como variables del error las siguientes:
e1 = xi
1 − xi∗
1 e2 = xi
2 − xi∗
2
e3 = xi
3 − xi∗
3 e4 = xi
4 − xi∗
4
eu1 = ui
1 − ui∗
1 eu2 = ui
1 − ui∗
1
donde la notación supra asterisco representa las variables del sistema de referencia.

La dinámica del error viene dada por:







L1 0 0 0
0 C1 0 0
0 0 L2 0
0 0 0 C2














˙ei
1
˙ei
2
˙ei
3
˙ei
4







=







0 − (1 − ui
1) 0 0
(1 − ui
1) 0 0 0
0 0 0 − (1 − ui
2)
0 0 (1 − ui
2) 0














ei
1
ei
2
ei
3
ei
4







−







0 0 0 0
0 1/R 0 −1/R
0 0 0 0
0 −1/R 0 1/R














ei
1
ei
2
ei
3
ei
4







+







xi∗
2 0
−xi∗
1 0
0 xi∗
4
0 −xi∗
3







eu1
eu2
(4.9)
La salida pasiva vendrá dada por:
ey = B∗T
e =







x2
i∗
0
−x1
i∗
0
0 x4
i∗
0 −x3
i∗







T 






ei
1
ei
2
ei
3
ei
4







=
x2
i∗
ei
1 − x1
i∗
ei
2
x4
i∗
ei
3 − x3
i∗
ei
4
(4.10)
donde B∗
es la matriz de seguimiento de los estados del sistema referencial.
Por tanto, el control toma la forma siguiente u = u∗
− Γey, donde Γ =
γ1 0
0 γ2
y γ1, γ2 constantes positivas.
Que podemos escribir como:
u1
u2
=
ui∗
1
ui∗
2
−
γ1 0
0 γ2
xi∗
2 ei
1 − xi∗
1 ei
2
xi∗
4 ei
3 − xi∗
3 ei
4
u1
u2
=
ui∗
1
ui∗
2
−
γ1 0
0 γ2
xi∗
2 x1 − xi∗
1 x2
xi∗
4 x3 − xi∗
3 x4
(4.11)
Análisis de Estabilidad. Para demostrar que el sistema en lazo cerrado es estable
utilizamos la candidata a función de Lyapunov
V = eT
Ae =







ei
1
ei
2
ei
3
ei
4







T 






L1 0 0 0
0 C1 0 0
0 0 L2 0
0 0 0 C2














ei
1
ei
2
ei
3
ei
4








Siguiendo la estructura matricial planteada en el primer capítulo es posible iden-
tificar las matrices del sistema, específicamente las matrices R y B∗
que vienen dadas
por:
R =







0 0 0 0
0 1/R 0 −1/R
0 0 0 0
0 −1/R 0 1/R







; B∗
=







xi∗
2 0
−xi∗
1 0
0 xi∗
4
0 −xi∗
3







(4.12)
Tal como se mostró en el primer capítulo, ˙V = −eT
Qe donde Q = R + B∗
ΓB∗T
.
Sustituyendo queda:
Q =







0 0 0 0
0 1/R 0 −1/R
0 0 0 0
0 −1/R 0 1/R







+







xi∗
2 0
−xi∗
1 0
0 xi∗
4
0 −xi∗
3







γ1 0
0 γ2







xi∗
2 0
−xi∗
1 0
0 xi∗
4
0 −xi∗
3







T
(4.13)
y, finalmente, se obtiene:
Q =







x2
i∗2
γ1 −x1
i∗
γ1x2
i∗
0 0
−x1
i∗
γ1x2
i∗
1 R + x1
i∗2
γ1 0 −1/R
0 0 x4
i∗2
γ2 −x3
i∗
γ2x4
i∗
0 −1/R −x3
i∗
γ2x4
i∗
1 R + x3
i∗2
γ2







(4.14)
De acuerdo con el criterio de Sylvester, una condición suficiente para que la matriz
Q sea definida positiva es que los determinantes de todos los menores principales ( ∆n,
n = 1..4 ) sean positivos.
Los determinantes de los menores están dados por:
1. ∆1 = xi∗2
2 γ1
2. ∆2 =
xi∗2
2 γ1
R
3. ∆3 =
xi∗2
2 γ1xi∗2
4 γ2
R
4. ∆4 = 0

Dado que los parámetros γ1, γ2, R son positivos, los determinantes ∆1, ∆2, ∆3 tam-
bién lo son, con la excepción de ∆4 que es igual a cero; por tanto la matriz Q es
semidefinida positiva y para garantizar la estabilidad del origen hay que recurrir al
Teorema de La Salle [LaS60].
Se puede probar que el único punto del subespacio definido mediante ˙V = 0, que
es invariante por el sistema (4.9), (4.10) y (4.11) es el origen (0, 0, 0, 0). Por lo tanto,
del Teorema de la Salle se tiene que el origen es un punto de equilibrio globalmente
asintóticamente estable.
Seguimiento de Señales Senoidales. Dado que la técnica permite realizar seguimien-
to de trayectorias, se desea una tensión de salida de forma senoidal entre los extremos
de la carga
xi∗
2 − xi∗
4 = B sin (ωt)
Para lograrlo necesitamos que las salidas de cada convertidor Boost estén en con-
trafase:
xi∗
2 = A + B
2
sin (ωt)
xi∗
4 = A − B
2
sin (ωt)
(4.15)
A pesar de que el convertidor Boost es plano, en el convertidor Boost-Boost no
hemos podido obtener, a partir de (4.7), un sistema de seguimiento referencial que guíe
las trayectorias.
En este trabajo supondremos que la frecuencia de la señal que se pretende seguir es
lo suficientemente pequeña como para aproximar el sistema referencial por el sistema
de equilibrios:
xi∗
1 ¯x1
xi∗
3 ¯x3

Observación
Se hace funcionar el convertidor en los equilibrios del sistema, utilizando una
senoide de baja frecuencia de modo que la dinámica de señal sea mucho más
lenta que la del convertidor, las ecuaciones obtenidas son las siguientes:
¯x1 xi∗
1 = xi∗
2
(xi∗
2 −xi∗
4 )
ER
¯x3 xi∗
3 = xi∗
4
(xi∗
4 −xi∗
2 )
ER
(4.16)
Sus derivadas quedarán como:
˙xi∗
1 = ˙xi∗
2
(xi∗
2 −xi∗
4 )
ER
+ xi∗
2
(˙xi∗
2 − ˙xi∗
4 )
ER
˙xi∗
3 = ˙xi∗
4
(xi∗
4 −xi∗
2 )
ER
+ xi∗
4
(˙xi∗
4 − ˙xi∗
2 )
ER
˙xi∗
2 = B
2
ω cos (ωt)
˙xi∗
4 = −B
2
ω cos (ωt)
(4.17)
Con las ecuaciones dinámicas del sistema (4.7) se pueden obtener los controles
referenciales:
ui∗
1 = 1 −
E−L1 ˙xi∗
1
xi∗
2
ui∗
2 = 1 −
E−L2 ˙xi∗
3
xi∗
4
(4.18)
4.3.2. Modelo Joule del Convertidor Boost-Boost
En esta sección se utiliza el modelo Joule del convertidor Boost-Boost DC-AC. Se
añaden resistencias en serie con las bobinas y fuentes de tensión constantes e interrup-
tores para sustituir los dispositivos semiconductores. Así, la topología resultante estará
dada por el circuito de la ﬁgura 4.6.
Aplicando leyes de Kirchoﬀ es posible obtener las ecuaciones que describen la

L1
E
SW1
R
SW2
E
L2
C1 C2
xj
2 xj
4
xj
1 xj
3
Rin1
+Rj1
Rin2
+Rj2
V j
q1 V j
q2
V j
f1
V j
f2
Figura 4.6: Modelo Joule del Convertidor Boost-Boost DC-AC con Carga Flotante
dinámica del comportamiento del convertidor:







L1 0 0 0
0 C1 0 0
0 0 L2 0
0 0 0 C2














˙xj
1
˙xj
2
˙xj
3
˙xj
4







=







0 − 1 − uj
1 0 0
1 − uj
1 0 0 0
0 0 0 − 1 − uj
2
0 0 1 − uj
2 0














xj
1
xj
2
xj
3
xj
4







−







Rin1 + Rj1 0 0 0
0 1/R 0 −1/R
0 0 Rin2 + Rj2 0
0 −1/R 0 1/R














xj
1
xj
2
xj
3
xj
4







−







V j
f1
0
0 0
0 V j
f2
0 0







1 − uj
1
1 − uj
2
−







V j
q1
0
0 0
0 V j
q2
0 0







uj
1
uj
2
+







E
0
E
0







(4.19)
donde xj
1, xj
3 son las corrientes en la bobinas, xj
2, xj
4 son las tensiones en los conden-
sadores, uj
1, uj
2 son las entradas al sistema, R es la carga, E es la fuente de alimentación,
Rin1 , Rin2 son las resistencias de pérdidas de las bobinas, Rj1 , Rj2 son las resistencias
Joule, V j
f1
, V j
f2
, V j
q1
, V j
q2
son las fuentes de tensión que representan los semiconductores,
L1, L2 son las inductancias de las bobinas y C1, C2 son las capacitancias de los conden-
sadores.

El modelo referencial está dado por el sistema de ecuaciones:







L1 0 0 0
0 C1 0 0
0 0 L2 0
0 0 0 C2














˙xj∗
1
˙xj∗
2
˙xj∗
3
˙xj∗
4







=







V j
q1
0
0 0
0 V j
q2
0 0







uj∗
1
uj∗
2
+







0 − 1 − uj∗
1 0 0
1 − uj∗
1 0 0 0
0 0 0 − 1 − uj∗
2
0 0 1 − uj∗
2 0














xj∗
1
xj∗
2
xj∗
3
xj∗
4







−







(Rin1 + Rj1 ) 0 0 0
0 1/R 0 −1/R
0 0 (Rin2 + Rj2 ) 0
0 −1/R 0 1/R














xj∗
1
xj∗
2
xj∗
3
xj∗
4







−







V j
f1
0
0 0
0 V j
f2
0 0







1 − uj∗
1
1 − uj∗
2
Utilizando las deﬁniciones del error dadas por:
e1 = xj
1 − xj∗
1 e2 = xj
2 − xj∗
2
e3 = xj
3 − xj∗
3 e4 = xj
4 − xj∗
4
eu1 = uj
1 − uj∗
1 eu2 = uj
1 − uj∗
1
es posible obtener la dinámica exacta del error:







L1 0 0 0
0 C1 0 0
0 0 L2 0
0 0 0 C2














˙e1
˙e2
˙e3
˙e4







= −







Rin1 + Rj1 0 0 0
0 1/R 0 −1/R
0 0 Rin2 + Rj2 0
0 −1/R 0 1/R














e1
e2
e3
e4







+







0 − 1 − uj∗
1 0 0
1 − uj∗
1 0 0 0
0 0 0 − 1 − uj∗
2
0 0 1 − uj∗
2 0














e1
e2
e3
e4







+







xj∗
2 + V j
f1
− V j
q1
0
−xj∗
1 0
0 xj∗
4 + V j
f2
− V j
q2
0 −xj∗
3







eu1
eu2

De acuerdo con la técnica planteada en los capítulos 1 y 2, podemos sintetizar los
controladores que toman la forma:
u1
u2
=
uj∗
1
uj∗
2
−
γ1 0
0 γ2
xj∗
2 + V j
f1
− V j
q1
ej
1 − xj∗
1 ej
2
xj∗
4 + V j
f2
− V j
q2
ej
3 − xj∗
3 ej
4
u1
u2
=
uj∗
1
uj∗
2
−
γ1 0
0 γ2
V j
f1
− V j
q1
x1 − xj∗
1 + xj∗
2 x1 − xj∗
1 x2
V j
f2
− V j
q2
x3 − xj∗
3 + xj∗
4 x3 − xj∗
3 x4
Análisis de Estabilidad. De acuerdo con los resultados presentados en el primer capí-
tulo, es posible demostrar estabilidad de acuerdo a Lyapunov si se cumple la condición
de acoplamiento dada por:
Q = R + B∗
ΓB∗T
≥ 0
donde:
B∗
=







xj∗
2 + V j
f1
− V j
q1
0
−xj∗
1 0
0 xj∗
4 + V j
f2
− V j
q2
0 −xj∗
3







; Γ =
γ1 0
0 γ2
R =







Rin1 + Rj1 0 0 0
0 1/R 0 −1/R
0 0 Rin2 + Rj2 0
0 −1/R 0 1/R







Sustituyendo se obtiene:
Q =







Q1,1 Q1,2 0 0
Q2,1 Q2,2 0 − 1
R
0 0 Q3,3 Q3,4
0 − 1
R
Q4,3 Q4,4







donde los coeﬁcientes de la matriz son:
Q1,1 = Rin1 + Rj1 + xj∗
2 + V j
f1
− V j
q1
2
γ1; Q1,2 = Q2,1
Q2,1 = − xj∗
2 + V j
f1
− V j
q1
γ1x1
j∗
; Q2,2 = 1 R + x1
j∗2
γ1
Q3,3 = Rin2 + Rj2 + xj∗
4 + V j
f2
− V j
q2
2
γ2; Q3,4 = Q4,3
Q4,3 = −x3
i∗
γ2 xj∗
4 + V j
f2
− V j
q2
; Q4,4 = 1 R + x3
j∗2
γ2

Para aplicar el criterio de Sylvester requerimos que los determinantes de cada uno de
los menores principales (∆n, n = 1..4) sean positivos. Resolviendo cada uno obtenemos:
1. ∆1 = Rin1 + Rj1 + xj∗
2 + V j
f1
− V j
q1
2
γ1
2. ∆2 =
(Rin1
+Rj1 ) 1+xj∗2
1 γ1R +(xj∗
2 +V j
f1
−V j
q1 )
2
γ1
R
3. ∆3 =
Rin2
+Rj2
+γ2 xj∗2
4 +V j
f2
−V j
q2
2
(Rin1
+Rj1 ) 1+xj∗2
1 γ1R +γ1 xj∗2
2 +V j
f1
−V j
q1
2
R
4.
∆4 =
(Rin2
+Rj2 )xj∗2
3 γ1γ2(xj∗
2 +V j
f1
−V j
q1 )
2
R
+
(Rin1
+Rj1 )xj∗2
1 γ1γ2(xj∗
4 +V j
f2
−V j
q2 )
2
R
+
(Rin1
+Rj1 )(Rin2
+Rj2 ) xj∗2
3 γ2+xj∗2
1 γ1+Rxj∗2
1 xj∗2
3 γ2γ1
R
Dado que Rin1 , Rin2 , Rj1 , Rj2 , γ1, γ2, R > 0, los determinantes son todos positivos.
En este caso la inserción de los elementos del modelo Joule nos permite aplicar
directamente el criterio de Lyapunov, puesto que la matriz con que estudiamos la
estabilidad es deﬁnida positiva. En consecuencia el origen es un punto de equilibrio
globalmente asintóticamente estable.
Seguimiento de Señales Senoidales. En este capítulo hemos presentado el seguimien-
to de trayectorias para el convertidor Boost. Lo hicimos utilizando su característica
plana y, con ello, obtuvimos un sistema de ecuaciones para el seguimiento. En el con-
vertidor Boost-Boost no tenemos una salida plana que nos permita realizar este pro-
cedimiento, sin embargo, utilizando las ecuaciones de equilibrios del sistemas hemos
realizado simulaciones y un prototipo experimental que han dado resultados satisfac-
torios; para lograrlo utilizamos las ecuaciones del equilibrio ¯xj
como el sistema de
ecuaciones de seguimiento, es decir, xj∗
= ¯xj
.
En el seguimiento de trayectoria se desea que la salida sea senoidal xi∗
2 − xi∗
4 =
B sin (ωt), así que es necesario que las salidas de cada convertidor se encuentren en
contrafase. Las salidas vendrán dadas por:
xj∗
2 = A + B
2
sin (ωt)
xj∗
4 = A − B
2
sin (ωt)
Requerimos de ecuaciones que permitan el seguimiento de las corrientes xj∗
1 , xj∗
3 , en
este caso calculamos los equilibrios (barras) haciendo cero las derivadas del sistema y

obtenemos:
¯xj
1 =
(E−V j
q1 )
2(Rin1
+Rj1 )
±
(E−V j
q1 )
2(Rin1
+Rj1 )
2
+
(¯xj
2−V j
q1
+V j
f1
)(¯xj
4−¯xj
2)
(Rin1
+Rj1 )R
¯xj
3 =
(E−V j
q2 )
2(Rin2
+Rj2 )
±
(E−V j
q2 )
2(Rin2
+Rj2 )
2
+
(¯xj
4−V j
q2
+V j
f2
)(¯xj
2−¯xj
4)
(Rin2
+Rj2 )R
De estas dos soluciones utilizamos la menor corriente que se obtiene con el signo
negativo.
Las derivadas de las corrientes están dadas por:
˙¯xj
1 = −
(˙¯xj
2 ¯xj
4+¯xj
2
˙¯xj
4−2˙¯xj
2 ¯xj
2+(˙¯xj
4−˙¯xj
2)(V j
f1
−V j
q1 ))
R(E−V j
q1 )
2
+4R(Rin1
+Rj1 )(¯xj
2−V j
q1
+V j
f1
)(¯xj
4−¯xj
2)
˙¯xj
3 = −
(˙¯xj
4 ¯xj
2+¯xj
4
˙¯xj
2−2˙¯xj
2 ¯xj
4+(˙¯xj
2−˙¯xj
4)(V j
f2
−V j
q2 ))
R(E−V j
q2 )
2
+4R(Rin2
+Rj2 )(¯xj
2−V j
q2
+V j
f2
)(¯xj
2−¯xj
4)
Como estamos utilizando las ecuaciones de equilibrio para el seguimiento de las
trayectorias se cumple: ˙xj∗
1 = ˙¯xj
1, ˙xj∗
3 = ˙¯xj
3.
Las derivadas de las tensiones de salidas están dadas por:
˙xj∗
2 = B
2
ω cos (ωt)
˙xj∗
4 = −B
2
ω cos (ωt)
De esta manera tenemos el sistema de ecuaciones necesario para realizar el seguimien-
to de trayectorias. Finalmente, las ecuaciones de la dinámica del convertidor DC-AC
dadas por (4.19) permiten obtener los controles referenciales:
uj∗
1 =
L1 ˙xj∗
1 +xj∗
2 −E+(Rin1
+Rj1 )xj∗
1 +V j
f1
xj∗
2 +V j
f1
−V j
q1
uj∗
2 =
L2 ˙xj∗
3 +xj∗
4 −E+(Rin2
+Rj2 )xj∗
3 +V j
f2
xj∗
4 +V j
f2
−V j
q2
4.3.3. Simulaciones
Como hemos planteado en el segundo capítulo existen varios modelos, que caracte-
rizan con mayor o menor precisión el comportamiento del convertidor. Uno de ellos es
el modelo Ideal que no incluye pérdidas, otro es el modelo Joule que incluye algunas
de las pérdidas existentes en prototipo y el modelo real que corresponde al montaje
experimental del cual no tenemos las ecuaciones.

Las simulaciones se realizan en lazo cerrado, por lo cual debe sintetizarse un con-
trolador para utilizarlo con el modelo. Ya que tenemos ecuaciones para el modelo Ideal
y el modelo Joule podemos sintetizar controladores para ambos casos. Por lo cual sim-
ularemos tres posibles casos que son:
1. Modelo Ideal y controlador obtenido con el modelo Ideal
2. Modelo Joule y controlador obtenido con el modelo Ideal
3. Modelo Joule y controlador obtenido con el modelo Joule
En vista de que el modelo Joule incluye pérdidas, lo utilizaremos para aproximar
el prototipo, será con éste con el que obtendremos una ley de control que aplicaremos
al prototipo.
En todos los casos se aplicó la realimentación de la salida pasiva de la dinámica
exacta del error de seguimiento, el convertidor Boost-Boost y el seguimiento de la señal
B sin (ωt) en la carga del convertidor, obtenido a partir del seguimiento de las señales
A + (B/2) sin (ωt) y A − (B/2) sin (ωt) en cada una de las salidas del convertidor.
Se incluyó la operación del modulador de ancho de pulso en las entradas de cada
convertidor Boost. En estos casos, los parámetros son los siguientes: E = 10 voltios,
γ = 0.00001, L1 = L2 = 33µH, C1 = C2 = 1000µF, R = 2 Ω, A = 20, B = 10 voltios
y ω = 100 rad/seg. Para los modelos Joule se incluyen también Rin1 = Rin2 = 0.05 Ω,
Rj1 = Rj2 = 0.225 Ω. En las figuras 4.7a, 4.7b, 4.7c, 4.7d, 4.7e y 4.7f pueden observarse
la corriente en cada uno de los inductores, las tensiones en cada condensador, la tensión
en la carga, y los controles (antes del PWM) para cada uno de los tres casos analizados.
Como se observa, en el bloque de figuras 4.7 el modelo Ideal presenta transitorios
con un amplio sobrepico y para estabilizarlos requiere de cerca de medio ciclo de ope-
ración, mientras que para el modelo Joule se reducen considerablemente. En las figuras
4.7c,d y 4.8b,d se observa que el modelo Ideal tiene un seguimiento más preciso que el
modelo Joule. Sin embargo, éste no incluye ningún efecto de las pérdidas existente en
el prototipo.
Hacemos un acercamiento de algunas de las gráficas sin incluir el transitorio. Así
tenemos las figuras 4.8a,b,c y d, la figura 4.8a es el acercamiento de la corriente en una
de las bobinas, las figuras 4.8b y d corresponde a las tensiones en contrafase en cada

(a) Corriente en la Bobina 1 (b) Corriente en la Bobina 2
(c) Voltaje en el Condensador 1 (d) Voltaje en el Condensador 2
(e) Control 1 y 2 (f) Voltaje de Salida y de Referencia
Figura 4.7: Simulaciones Boost-Boost con Convertidor DC-AC con Modelos Ideal y Joule
uno de los condensadores y la ﬁgura 4.8c corresponden a la salida en los extremos de
la carga y la referencia para el seguimiento.

(a) Corriente en la Bobina 1 (b) Voltaje en el Condensador 1
(c) Voltaje de Salida (d) Voltaje en el Condensador 2
Figura 4.8: Simulaciones Boost-Boost con Convertidor DC-AC con Modelos Ideal y Joule (acercamientos)
4.3.4. Implementación Experimental
La implementación se realizó utilizando dos circuitos Boost interconectados y colo-
cando la carga ﬂotante. Dado que la carga no tiene conexión a la masa del circuito las
mediciones se realizarán en forma diferencial en sus extremos. Para la realización del
prototipo se utilizaron como interruptores IGBT BSM 200 GB 170 DLC marca Eupec,
y en vista de que se generan corrientes en los dos sentidos fue necesario habilitar los dos
transistores del dispositivo en forma complementaria de modo que nunca se encuentren
ambos funcionando en el mismo instante de tiempo. Además, se introdujeron sensores
de corriente para cada bobina y sensores de tensión en cada uno de los condensadores
del circuito, de esta manera se tiene acceso a los cuatros estados del convertidor.
El controlador por realimentación de la salida pasiva se encuentra implementado, en

el prototipo experimental, por medio de un algoritmo en el procesador digital de señales
(DSP) AD21991, éste algoritmo incluye las ecuaciones necesarias para el seguimiento
de la trayectoria senoidal y además se encarga de generar la modulación por ancho de
pulso (PWM) para ambos IGBT.
En el circuito mostrado en la figura 4.9 podemos observar el convertidor Boost,
donde Q1, Q2, Q3 y Q4 representan cada uno de los transistores IGBT, los bloques
sensores de corriente (transductor de corriente LA 55-P) y tensión (amplificadores
operacionales TL074) y el procesador AD21991 que ejecuta la ley de control.
L1 L2
E EDriver-1a Driver-2a
Q1 Q3
R
C1 C2
Q2 Q4
Sensores
Tensión
Driver-1b Driver-2b
Sensor
Corriente
LA55-P
Sensor
Corriente
LA55-P
DSP 21991
Analog-Devices
Figura 4.9: Prototipo del Convertidor Boost-Boost DC-AC con Carga Flotante
El montaje del prototipo del convertidor DC-AC fue realizado con dispositivos elec-
trónicos cuyos parámetros: son E = 10 voltios, L1 = L2 = 33 µH, C1 = C2 = 1000 µF,
y la frecuencia de conmutación se fija a 13.5 kHz. Se pueden apreciar en la figura 4.10
detalles del prototipo realizado en el laboratorio.
Para la implementación se utilizó el modelo Ideal con resistencia de pérdidas en el
inductor (que recogerá, como veremos más adelante, la mayoría de pérdidas por con-
ducción del convertidor). El principal motivo para utilizar este modelo y no el modelo
Joule viene dado porque la velocidad y capacidad de procesamiento del procesador
digital de señales (DSP) no permitió que los algoritmos de control obtenidos a partir

Figura 4.10: Fotograﬁa del Prototipo del Convertidor Boost-Boost DC-AC
el modelo Joule pudieran ser ejecutados, en especial, por efecto del retardo introduci-
do por las funciones senoidales que requiere el sistema referencial. De esta manera el
modelo queda de la forma:







L1 0 0 0
0 C1 0 0
0 0 L2 0
0 0 0 C2














˙x1
˙x2
˙x3
˙x4







=







0 − (1 − u1) 0 0
(1 − u1) 0 0 0
0 0 0 − (1 − u2)
0 0 (1 − u2) 0














x1
x2
x3
x4







−







Rin1 0 0 0
0 1/R 0 −1/R
0 0 Rin2 0
0 −1/R 0 1/R














x1
x2
x3
x4







+







E
0
E
0







(4.20)
donde x1, x3 son las corrientes en la bobinas, x2, x4 son las tensiones en los conden-
sadores, u1, u2 son las entradas al sistema, R es la carga, E es la fuente de alimentación,
Rin1 , Rin2 son las resistencias de pérdidas de las bobinas, L1, L2 son las inductancias

de las bobinas y C1, C2 son las capacitancias de los condensadores.
Cuyo equilibrio viene dado por:
¯x1 = E
2Rin1
± E
2Rin1
2
+ ¯x2(¯x4−¯x2)
Rin1
R
¯x3 = E
2Rin2
± E
2Rin2
2
+ ¯x4(¯x2−¯x4)
Rin2
R
¯u1 = 1 − E
2¯x2
± E
2¯x2
2
− 2Rin1 (¯x2 − ¯x4)
¯u2 = 1 − E
2¯x4
± E
2¯x4
2
− 2Rin2 (¯x4 − ¯x2)
(4.21)
Como se quiere realizar seguimiento de la tensión de salida, y bajo la hipótesis de
localidad constante (se reﬁere al hecho de funcionar con las ecuaciones de los equilib-
rios), tenemos que las señales de referencia son: x∗
2 = A+ B
2
sin (ωt) , x∗
4 = A− B
2
sin (ωt)
y la señal deseada será: Vo = x∗
2 − x∗
4 = B sin (ωt).
El algoritmo que ejecuta el microprocesador viene determinado por el sistema refe-
rencial y el controlador utilizado para el convertidor, las ecuaciones son las siguientes:
x∗
2 = A + B
2
sin (ωt) , ˙x∗
2 = ωB
2
cos (ωt)
x∗
4 = A − B
2
sin (ωt) , ˙x∗
4 = −ωB
2
cos (ωt)
x∗
1 =
x∗
2(x∗
2−x∗
4)
RE
, ˙x∗
1 =
˙x∗
2(x∗
2−x∗
4)+x∗
2(˙x∗
2− ˙x∗
4)
RE
x∗
3 =
x∗
4(x∗
4−x∗
2)
RE
, ˙x∗
3 = −
˙x∗
4(x∗
2−x∗
4)+x∗
4(˙x∗
2− ˙x∗
4)
RE
u∗
1 =
E−L1 ˙x∗
1−x∗
1Rin1
x∗
2
u∗
2 =
E−L2 ˙x∗
3−x∗
3Rin2
x∗
4
u1 = u∗
1 − γ (x2x∗
1 − x1x∗
2)
u2 = u∗
2 − γ (x4x∗
3 − x3x∗
4)
(4.22)
donde x∗
1, x∗
3 son las corrientes referenciales en la bobinas, x∗
2, x∗
4 son las tensiones refe-
renciales en los condensadores, u∗
1, u∗
2 son las entradas referenciales del sistema, R es la
carga, E es la fuente de alimentación, Rin1 , Rin2 son las resistencias de pérdidas, L1, L2
son las inductancias de las bobinas y C1, C2 son las capacitancias de los condensadores,
x1, x3 son las corrientes medidas en la bobinas, x2, x4 son las tensiones medidas en los
condensadores, u1, u2 son las entradas que controlan el sistema y accionan los modu-
ladores de ancho de pulso, A el nivel de continua de la salida y B la amplitud de señal
a seguir.

Con la finalidad de sintonizar el valor de la resistencia de pérdidas y el valor de
la ganancia del controlador y analizar el comportamiento del convertidor DC-AC, se
realizaron cuatro experimentos que enumeramos a continuación:
1. Determinación de la resistencia de pérdidas de cada convertidor Boost.
2. Sintonización del parámetro γ del control.
3. Funcionamiento del convertidor DC-AC a ω = 100rad/seg.
4. Funcionamiento del convertidor DC-AC a f = 50 Hz.
Determinación de la resistencia de pérdidas. La determinación de la resistencia
de pérdidas se obtuvo a partir de la ecuación de potencias, para cada uno de los
convertidores Boost, dada por PE = PRin1
+ P¯x2 , donde PE es la potencia en la fuente
de alimentación (PE = E¯x1), PRin1
es la potencia consumida por la resistencia Rin1
(PRin1
= Rin1 ¯x2
1) y P¯x2 es la potencia entregada en la salida en ¯x2 (P¯x2 = ¯x2(¯x2−¯x4)
R
).
Los parámetros son R = 2 Ω y E = 10 voltios.
Para realizar las medidas se regula la tensión a las salidas de los dos convertidores
Boost, de modo que se provoca cierta diferencia de tensión con el objetivo de lograr
una corriente neta circulante en la resistencia de carga. A partir de los datos obtenidos
puede calcularse la ecuación de potencias (E¯x1 = Rin1 ¯x2
1 + ¯x2(¯x2−¯x4)
R
) y obtener un valor
estimado de la resistencia de pérdidas. Por último, puede representarse gráficamente
la resistencia de pérdidas respecto a la corriente circulante por la bobina e identificar
aproximadamente el valor más correcto de dicha resistencia.
A continuación se proporcionan los resultados obtenidos en el prototipo de labo-
ratorio. Se midieron tensiones continuas (DC) en los extremos de la carga indicadas
como x2DC
y x4DC
, así como la corriente que atravesaba la bobina x1DC
. Estos valores
están dados por el cuadro 4.1 y con ellos se realiza la gráfica de la figura 4.11.
x2DC
(V) 15.90 16.75 17.6 18.44 19.29 20.11 21.09 22.12 23.18 24.27
x4DC
(V) 15.18 15.29 15.39 15.49 15.58 15.65 15.76 15.72 15.66 15.64
x1DC
(A) 0.75 1.45 2.21 3.03 4.04 5.04 6.30 8.04 10.06 12.21
Cuadro 4.1: Mediciones de corriente en la bobina y tensión en los condensadores

Figura 4.11: Estimación de la resistencia de pérdidas de cada convertidor Boost
Como era previsible los valores de la resistencia de pérdidas a baja potencia (tam-
bién se refiere a las pérdidas a corrientes pequeñas menores de 2 Amps.) se alejan
de aquellos obtenidos a mayor potencia. Ello es debido a que a medida que aumenta
la potencia de trabajo las pérdidas de conducción comienzan a ser substancialmente
más importantes que las pérdidas de conmutación (que dominan en el intervalo de
baja potencia). Tal y como puede observarse en la figura 4.11, y bajo el supuesto de
que el convertidor DC-AC trabajará entregando una potencia relevante a la carga, el
valor de la resistencia de pérdidas por conducción puede estimarse en aproximada-
mente Rin1 = Rin2 = 0.125 Ω, éste valor se obtuvo haciendo pruebas de ensayo y
error en el prototipo y se valida con los valores de la gráfica de la figura 4.11, es decir,
0.1328 < RinΩ < 0.1165 Ω.
Sintonización del parámetro γ del control. Este segundo experimento está dedica-
do a observar el efecto que las variaciones del parámetro γ tiene sobre la señal de salida,
cuando el convertidor se encuentra realizando una conversión DC-AC en lazo cerrado.

Los resultados obtenidos permitirán deducir un valor adecuado de dicho parámetro.
Con tal fin se fijan los siguientes parámetros: E = 10 voltios, A = 24 voltios, B = 20
voltios, R = 2 Ω, Rin1 = Rin2 = 0.125 Ω y f = 50Hz, la frecuencia de conmutación es
de 13.5 kHz. Se hace funcionar el convertidor para diferentes valores de γ y se mide la
distorsión armónica (TDH) de la salida senoidal. De aquí obtenemos el cuadro 4.2 que
resume el procedimiento.
γ (µ) 150 100 50 25 10 5
THD ( %) 1.8 2.3 3.3 4.4 5.5 5.9
Cuadro 4.2: Mediciones de Distorsión Armonica (THD) para variaciones de γ(µ = 10−6
)
Las gráficas de las figuras 4.12, 4.13 y 4.14 muestran las capturas de osciloscopio
de las tensiones en cada uno de los condensadores (canales 1 y 2), la tensión de salida
(canal 1 - canal 2) y la corriente en una de las bobinas (canal 3). Como se observa en
las gráficas 4.12, 4.13 y 4.14 en el osciloscopio se incluyeron los filtros de 62.5 kHz para
eliminar los armónicos de alta frecuencia.
Como se aprecia en el cuadro 4.2 la distorsión armónica (THD) aumenta conforme
el valor de la ganancia del controlador γ disminuye, por el contrario el aumento de
γ conlleva un mayor número de componentes armónicas de la señales del convertidor,
apareciendo oscilaciones subarmónicas. Por tanto, aparece un compromiso a la hora de
seleccionar el valor más adecuado de γ. En tal sentido elegimos como parámetro para el
funcionamiento del convertidor un valor de γ = 40µ a utilizar en las próximas medidas
de operación del convertidor DC-AC.
Funcionamiento del convertidor DC-AC a ω = 100rad/seg. Procedemos a re-
alizar seguimiento de una señal senoidal. Para ello haremos un barrido de la amplitud
de la señal a través del parámetro B, entre 4 y 20 voltios, midiendo la distorsión ar-
mónica (THD) de la tensión en bornes de la carga. Los parámetros utilizados en la
experimentación son: γ = 40µ, Rin1 = Rin2 = 0.125 Ω, E = 10 voltios, A = 24 voltios
y ω = 100rad/seg. La frecuencia de conmutación se fijó en 13.5 kHz. Las mediciones
obtenidas pueden verse en las figuras 4.15, 4.16, 4.17, 4.18 y 4.19 en las cuales se obser-
van las tensiones en condensador (canales 1 y 2), la tensión de salida (canal 1 - canal
2) y la corriente en una de las bobinas (canal 3).

(a) Parámetro del controlador γ = 150µ
(b) Parámetro del controlador γ = 100µ
Figura 4.12: Seguimiento Senoidal para el Convertidor DC-AC

(a) B=4 voltios
(b) B=6 voltios

(a) B=8 voltios
(b) B=10 voltios

(a) B=12 voltios
(b) B=14 voltios

(a) B=16 voltios
(b) B=18 voltios

Figura 4.19: Seguimiento Senoidal para el Convertidor DC-AC (B=20 voltios)
La distorsión armónica total (THD) medida con un analizador de potencia marca
Voltech, modelo PM1000+, se presenta en el cuadro 4.3. También se incluye el valor
deseado de la amplitud pico a pico, así como el valor medido durante el experimento,
el error y error porcentual obtenido entre ambas.
Bd (V) 4 6 8 10 12 14 16 18 20
Vod
(Vpp) 8 12 16 20 24 28 32 36 40
Vom (Vpp) 7.93 11.1 15.48 20.33 25.25 29.1 34.42 38.53 42.28
e = Vod
− Vom (A) 0.07 0.9 0.52 -0.33 -1.25 -1.1 -2.42 -2.53 -2.28
e =
(Vod
−Vom )
Vom
100 ( %) 0.882 8.108 3.359 -1.623 -4.95 -3.78 -7.03 -6.566 -5.392
THD ( %) 1.7 2.3 3 5.2 5.7 5.4 4.8 4.2 3.5
Cuadro 4.3: Datos Obtenidos del seguimiento de la salida senoidal (ω = 100rad/seg)
En las ﬁguras 4.20a, b y c podemos observar en forma gráﬁca los valores presentados
en el cuadro 4.3.
Funcionamiento del convertidor DC-AC a f = 50Hz. El siguiente experimento

(a) Valores Deseados y Medidos de la ampli-
tud de la señal de salida
(b) Distorsión Armónica de la salida
(c) Error y Error Pocentual
Figura 4.20: Gráﬁcas de los Datos Obtenidos del Seguimiento Senoidal para ω = 100rad/seg
considera el seguimiento de una señal senoidal de 50Hz. Para ello, haremos un barrido
de la amplitud de la señal a través del parámetro B, entre 4 y 20 voltios, midiendo
la distorsión armónica (THD) de la tensión en bornes de la carga. Los parámetros
utilizados en la experimentación son: γ = 40µ, Rin1 = Rin2 = 0.125 Ω, E = 10 voltios,
A = 24 voltios y f = 50 Hz. La frecuencia de conmutación se ﬁjó en 13.5 kHz. Las

mediciones obtenidas pueden verse en las figuras 4.21, 4.22 y 4.23 en las cuales se
observan las tensiones en condensador (canales 1 y 2), la tensión de salida (canal 1 -
canal 2) y la corriente en una de las bobinas (canal 3).
La distorsión armónica total (THD) medida con un analizador de potencia marca
Voltech, modelo PM1000+, se presenta en la tabla 4.4. También se incluye el valor
deseado de la amplitud pico a pico, así como el valor medido durante el experimento,
el error y error porcentual obtenido entre ambas.
Bd (V) 4 6 8 10 12 14 16 18 20
Vod
(Vpp) 8 12 16 20 24 28 32 36 40
Vom (Vpp) 7.85 11.15 15.58 20.13 24.78 29.48 33.53 37.8 41.45
e = Vod
− Vom 0.15 0.85 0.42 -0.13 -0.78 -1.48 -1.53 -1.8 -1.45
e =
(Vod
−Vom )
Vom
100 ( %) 1.91 7.623 2.695 -0.645 -3.147 -5.02 -4.563 -4.761 -3.498
THD ( %) 1.3 1.5 3 4.6 5.0 4.2 3.8 3.6 3.8
Cuadro 4.4: Datos Obtenidos del seguimiento de la salida senoidal (f = 50Hz)
En las figuras 4.26a, b y c podemos observar en forma gráfica los valores presentados
en el cuadro 4.4.
4.3.5. Análisis de los Resultados
Cuando se revisan los resultados de los diferentes experimentos realizados pueden
observarse ciertas características:
1. El convertidor Boost-Boost DC-AC presenta un comportamiento reductor y ele-
vador de tensión (hasta un 100 % respecto a la tensión de entrada), por lo que
puede utilizarse en un amplio abanico de aplicaciones sin necesidad de utilizar
transformadores (que aumentan el peso y tamaño y reducen la eficiencia del
sistema de conversión de potencia).
2. La distorsión armónica total (THD) obtenida en la medida de tensión de salida es
aceptable para la mayoría de aplicaciones aunque puede ser claramente mejorada.
Es previsible que el uso del control obtenido para el modelo Joule pueda reducir
la distorsión armónica total.

(a) B=4 voltios
(b) B=6 voltios

(a) B=8 voltios
(b) B=10 voltios

(a) B=12 voltios
(b) B=14 voltios

(a) B=16 voltios
(b) B=18 voltios

Figura 4.25: Seguimiento Senoidal para el Convertidor DC-AC (B=20 voltios)

(a) Valores Deseados y Medidos de la ampli-
tud de la señal de salida
(b) Distorsión Armónica de la salida
(c) Error y Error Pocentual
Figura 4.26: Gráﬁcas de los Datos Obtenidos del Seguimiento Senoidal para f = 50Hz

Capítulo 5
Conclusiones y Futuras Investigaciones
Derivadas de la Presente Tesis
Los objetivos alcanzados en la presente tesis pueden resumirse en:
1. El estudio, análisis y diseño de controladores basados en la técnica de control
denominada Realimentación de la Salida Pasiva de la Dinámica Exacta del Error
de Seguimiento (siglas en ingles ETEDPOF)
2. Aplicación de ETEDPOF en estructuras de potencia del tipo elevador de tensión.
3. Utilización de la técnica de modelado mediante el uso de una metodología que
considera las pérdidas de potencia debidas al efecto Joule y que denominamos
Modelo Equivalente Joule (MEJ).
4. Estudio de los efectos de las variaciones de los parámetros de sistema y su impli-
cación en la estabilidad del sistema. El análisis se complementa, con una nueva
técnica basada en el estudio del comportamiento de sistemas dinámicos de se-
gundo orden cuadráticos y permite obtener los diferentes comportamientos en
función de los parámetros del controlador.
5. Aplicación de diversas técnicas de control para lograr una respuesta robusta frente
a variaciones de la carga en estructuras de conversión de potencia.

160 Conclusiones y Futuras Investigaciones Derivadas de la Presente Tesis
6. Aplicación, de las técnicas presentadas, a estructuras de conversión de potencia
tipo Boost en modo de regulación de tensión y a convertidores del tipo Boost-
Boost en modo de seguimiento de señal senoidal.
7. Los resultados teóricos alcanzados en la tesis, se corroboran mediante simula-
ciones realizadas en un entorno de resolución numérica e implementaciones elec-
trónicas de laboratorio.
A partir de los estudios presentados en esta tesis pueden detallarse las siguientes
propuestas de trabajos a desarrollar en una futura investigación. En concreto:
1. La búsqueda de una justiﬁcación matemática que avale la técnica de modelado
por efecto Joule es uno de los aspectos relevantes que podrían profundizarse en
una posterior investigación. Ello permitiría avalar de una forma rigurosa la técnica
presentada en la tesis de forma cualitativa y experimental.
2. De acuerdo con los resultados obtenidos en esta tesis, el convertidor Boost con-
trolado mediante la técnica denominada Realimentación de la Salida Pasiva de
la Dinámica Exacta del Error de Seguimiento tiene dos puntos de equilibrios es-
tables y uno inestable. Una continuación de este trabajo se puede dirigir a la
búsqueda de pruebas de laboratorio que avalen estos comportamientos, e incluir
en el controlador una corrección de manera que el sistema sea forzado a ir al
punto de equilibrio de menor tensión.
3. El trabajo presentado permite garantizar estabilidad en el convertidor Boost con-
trolado mediante la técnica denominada Realimentación de la Salida Pasiva de
la Dinámica Exacta del Error de Seguimiento al añadir una acción integral en el
controlador, utilizando una aproximación en pequeña señal que conlleva estabi-
lidad local. La obtención de una demostración que garantice estabilidad en gran
señal abriría las puertas al uso del método de control en éste y otros convertidores
de potencia garantizando robustez y estabilidad.
4. Respecto al seguimiento de señales en el convertidor Boost y sus derivados se indi-
ca que, con el objetivo de robustecer el sistema frente a variaciones de tensión de

5 Conclusiones y Futuras Investigaciones Derivadas de la Presente Tesis 161
entrada y de carga, debe investigarse el uso de adición de elementos integradores
en lazo de control, la posibilidad de utilizar la identiﬁcación paramétrica, median-
te el uso de procesadores más rápidos que permitan su implementación a nivel
experimental, y profundizar en las posibilidades que la técnica de modelado Joule
ofrece en este tipo de problemas.

162 Conclusiones y Futuras Investigaciones Derivadas de la Presente Tesis

Apéndice A
Algoritmo para la síntesis del modelo
Joule
A continuación presentamos un algoritmo que permite sintetizar modelos equiva-
lentes para los convertidores de potencia. El algoritmo está sujeto a las restricciones
impuestas por la topología del circuito y de los semiconductores que lo hacen funcionar.
El procedimiento está orientado al modelado de prototipos utilizando mediciones
de laboratorio. Sin embargo, este procedimiento no es limitativo y puede ser realizado
utilizando curvas de los semiconductores o aproximaciones de los puntos de operación
de los convertidores.
La metodología para la obtención del modelo Joule puede ser resumida a través
del procedimiento de medición de los parámetros. En este procedimiento se realizan
mediciones de las tensiones de conducción (Vf ) de cada uno de los semiconductores,
esto se realiza haciendo funcionar el convertidor con valor de u especíﬁco (¯u = 0.5 ,
mitad del rango por conveniencia). Luego se cierra el lazo y se varía la resistencia Joule
hasta que se alcance la salida deseada.
Se debe tener la precaución de que las mediciones sean realizadas en el semiconduc-
tor (diodos o transistores) utilizando el osciloscopio, la razón es que la señal es pulsante
y nos interesa únicamente la tensión en del dispositivo en conducción por medio de la
cual se consiguen los parámetros (Vf ). Esta observación se hace ya que la utilización
de un instrumento que mida valores promedio disminuye la precisión de la medición.

164 Algoritmo para la síntesis del modelo Joule
Este algoritmo puede ser utilizado para convertidores con múltiples entradas y
múltiples salida, aunque es posible que existan algunas limitaciones. Las variable que
utilizamos en el algoritmos son las siguiente:
V j
fp
: las tensiones de conducción semiconductores del convertidor p = 1...k.
Rinq : las resistencia internas de los elementos pasivos del convertidor p = 1...q.
Rjs : las posibles resistencias Joule p = 1...n.
ut: las s entradas del sistema t = 1...s.
Vdw : las d salidas del sistema w = 1...e.
La secuencia utilizada en la aplicación del algoritmo es la siguiente:
1. Partimos del diagrama del modelo ideal Σi con interruptores ideales
2. Se construye el diagrama esquemático1
con los dispositivos semiconductores de
acuerdo a Σi.
3. Se sustituyen los k semiconductores por fuentes de tensión constantes V j
fp
4. Se incluye las h resistencias internas en serie2
5. Se incluyen a discreción las n posibles resistencia Joule Rjs
3
6. El modelo resultante es el equivalente Joule ΣJ .
7. Se sintetiza un controlador ut para las s entradas utilizando ΣJ .
8. Se obtienen las fuentes de tensión aplicando entradas constantes a las de prefe-
rencia 0.5 puesto que es la mitad del rango de operación [0, 1]. Estas tensiones
pueden ser obtenidas de dos maneras:
1
Se entiende por diagrama esquemático el circuito que incluye los dispositivos eléctricos y elec-
trónicos que se utilizan en los prototipos, donde los circuitos tales como los drivers son normalmente
despreciados porque tiene un consumo pequeño.
2
Las resistencia internas que se tomen en cuentas son aquellas que incluyan la mayor cantidad
de pérdidas, en tal sentido (generalmente) se utilizan las resistencia de los inductores porque son las
tienen mayor valor, en cambio condensadores, fuentes o cables suelen ser despreciables.
3
las resistencia Joule son resistencias que físicamente están distribuidas en todo el circuito y que
se utilizan para concentrar las pérdidas, por esta razón deben ser ubicadas convenientemente.

A Algoritmo para la síntesis del modelo Joule 165
a) Realizando mediciones de laboratorio en lazo abierto.
b) Utilizando la curva característica del semiconductor que proporcionen la ten-
sión de conducción de acuerdo a la corriente que atraviesa el semiconductor,
las cuales se obtienen de la evaluación equilibrio del modelo ideal.
9. Se cierra el lazo con ut constante, este se obtiene por medio de un valor deseado
¯Vdw asignado en las ecuaciones de los equilibrios del sistema, procediendo a ajustar
las Rjs hasta que la diferencia entre el valor deseado Vdw y el valor medido sea
mínimo Vdm .
Debido a que la metodología del modelo Joule Σj intenta concentrar las pérdidas por
efecto Joule no modeladas, los parámetros son elegidos de acuerdo a ciertas premisas:
Las mediciones correspondientes a las fuentes de tensión V j
fp
se realizan en con-
ducción, ya que es el estado de mayor consumo del dispositivo.
Para las resistencias internas de las bobinas se utiliza el equivalente serie porque
este es el que representa la mayor cantidad de energía consumida.
Los equivalentes que consumen poca energía son despreciados.
Las resistencias internas de las fuentes son generalmente pequeñas por tanto
pueden ser despreciadas. En caso contrario simplemente se añade al modelo Joule
ΣJ .
Para concentrar las pérdidas no modeladas y despreciadas, se utilizaran una o
varias resistencias Joule, en la medida que sean necesarias. Aunque la complejidad
aumenta con el número de resistencias también aumenta la precisión.
La utilización de una entrada 0.5, para la medición de las tensiones de conducción,
está basada en el supuesto de que las pérdidas se distribuyen linealmente, por tanto
la elección de esta condición es acorde con el comportamiento del convertidor. Para
obtener el valor más adecuado es necesario hacer un análisis del error entre el modelo
Joule ΣJ y el modelo de referencia real Σr, o más complicado aún entre el modelo Joule

ΣJ y el modelo real Σr, para ubicar el punto de mínimo error, este procedimiento no
lo abordaremos en este trabajo.
Nota: dado que el desarrollo del modelo Joule ΣJ parte de la necesidad de copiar
la realidad funcional de un prototipo experimental, existen algunas restricciones que
impone esta realidad, las cuales deben ser respetadas de manera que el modelo no
pierda su aplicabilidad. Así tenemos:
Se supone que la mayor parte de la energía es entregada a la carga.
Se supone que las resistencias internas de los inductores son medidas de una
manera precisa.
Estas restricciones son condiciones suficientes para el diseño adecuado del modelo.
La primera se debe a que el convertidor deben ser eficiente, en consecuencia la energía
consumida por los dispositivos debe ser menor que la energía entregada a la carga.
La segunda restricción se debe a ley de Conservación de la Energía, ya que si esta
es mayor que el consumo general del sistema no podrá obtenerse la salida deseada. En
este caso es preferible hacer la resistencia interna cero y ajustar la Rj que incluirá las
pérdidas de la bobinas.
Utilizando el algoritmo procedemos a realizar ejemplos con varios convertidores de
potencia en los cuales seguimos la secuencia que hemos planteado.
A.1. Síntesis del Modelo Joule para el Convertidor
Buck-Boost
Como ejemplo de la aplicación del modelo Joule utilizamos la configuración del
convertidor Buck-Boost, cuya configuración del modelo ideal Σi
se encuentra en la
figura A.1.
Donde xi
1 es la corriente en la bobina, xi
2 es la tensión en el condensador, ui
es la
entrada, R es resistencia de la carga, C es la capacitancia, L es la inductancia y E es
la fuente de alimentación, representado a través de la siguiente ecuación:

A.1 Síntesis del Modelo Joule para el Convertidor Buck-Boost 167
Lxi
1
E
C
R xi
2
ui
Figura A.1: Modelo Ideal del Convertidor Buck-Boost
L 0
0 C
˙xi
1
˙xi
2
=
0 (1 − ui
)
− (1 − ui
) 0
xi
1
xi
2
−
0 0
0 1
R
xi
1
xi
2
+
E
0
ui
(A.1)
El diagrama esquemático del prototipo del laboratorio Σm que incluye los disposi-
tivos electrónicos de conmutación está dado en el circuito de la ﬁgura A.2.
Lxi
1
E
C
R xi
2
Q D
ui
Figura A.2: Circuito Esquemático del Convertidor Buck-Boost
Modelo Joule
Sustituimos en el diagrama esquemático los semiconductores por las fuentes de
tensión V j
f , V j
q y una resistencia serie con la bobina Rin y la resistencia Joule Rj. De

lo que nos queda el circuito de la figura A.3.
Lxj
1
E
C
R xj
2
V j
q V j
f
uj
Rin + Rj
Figura A.3: Modelo Joule del Convertidor Buck-Boost
Donde xj
1 es la corriente en la bobina, xj
2 la tensión en el condensador y la dinámica
es:
L 0
0 C
˙xj
1
˙xj
2
=
0 (1 − uj
)
− (1 − uj
) 0
xj
1
xj
2
−
Rin + Rj 0
0 1
R
xj
1
xj
2
+
E − V j
q
0
uj
−
V j
f
0
(1 − uj
)
(A.2)
Se procede a medir V j
f = V m
f y V j
q = V m
q el lazo abierto con ¯u = 0.5, se cierra el
lazo con una ley de control uj
y se ajusta Rj hasta que la tensión de salida sea igual
al valor deseado.
Boost-Boost en Cascada.
Partimos del modelo ideal Σi
del convertidor Boost-Boost, la configuración del
circuito está dada por la figura A.4.
Donde xi
1, xi
3 son las corrientes en las bobinas, xi
2, xi
4 son las tensiones de los con-
densadores y ui
1, ui
2 son las entradas, R, R1 son las resistencias de carga, C1, C2 son las

A.2 Síntesis del Modelo Joule para el Convertidor Boost-Boost en Cascada. 169
R1 xi
2
ui
1 ui
2
C2 R xi
4
C1
L1 L2
xi
1 xi
3
E
Figura A.4: Modelo Ideal del Convertidor Boost-Boost
capacitancias, L1, L2 son las inductancias, E es la fuente de alimentación, representado
a través de la siguiente ecuación:







L1 0 0 0
0 C1 0 0
0 0 L2 0
0 0 0 C2














˙xi
1
˙xi
2
˙xi
3
˙xi
4







=







0 − (1 − ui
1) 0 0
(1 − ui
1) 0 −1 0
0 1 0 − (1 − ui
2)
0 0 (1 − ui
2) 0














xi
1
xi
2
xi
3
xi
4







−







0 0 0 0
0 1/R1 0 0
0 0 0 0
0 0 0 1/R














xi
1
xi
2
xi
3
xi
4







+







E
0
0
0







(A.3)
El diagrama esquemático del montaje necesario para realizar el prototipo del labo-
ratorio Σm está dado en el circuito de la ﬁgura A.5.
Modelo Equivalente Joule
tensión V j
f1
, V j
f2
, V j
q1
y V j
q2
. Se insertan dos resistencias internas serie con la bobinas Rin1
y Rin2 y dos resistencias Joule Rj1 y Rj2 . La ﬁgura A.6 muestra el modelo resultante.
La dinámica correspondiente al convertidor está dada por:

R1 xi
2
C2 R xi
4
C1E
Q2Q1
D2D1
ui
2ui
1
L1 L2
xi
1 xi
3
Figura A.5: Circuito Esqumático del Convertidor Boost-Boost
L1 L2
xj
1 xj
3
V j
f1
V j
f2
uj
1 uj
2
E V j
q1
V j
q2
C1 R1 xj
2 C2 R xj
4
Rin1 +Rj1 Rin2 +Rj2
Figura A.6: Modelo Joule del Convertidor Boost-Boost







L1 0 0 0
0 C1 0 0
0 0 L2 0
0 0 0 C2














˙xj
1
˙xj
2
˙xj
3
˙xj
4







=







0 − 1 − uj
1 0 0
1 − uj
1 0 −1 0
0 1 0 − 1 − uj
1
0 0 1 − uj
1 0














xj
1
xj
2
xj
3
xj
4







−







Rin1 + Rj1 0 0 0
0 1/R1 0 0
0 0 Rin2 + Rj2 0
0 0 0 1/R














xj
1
xj
2
xj
3
xj
4







+







E
0
0
0







−







V j
q1
0
V j
q2
0







uj
1 −







V j
f1
0
V j
f2
0







1 − uj
1
(A.4)
f1
, V j
f2
, V j
q1
y V j
q2
en lazo abierto con ¯u = 0.5, se cierra el lazo
con una ley de control uj
1 y uj
2 y se ajustan Rj1 y Rj2 hasta que la tensiones de salida

A.3 Síntesis del Modelo Joule para el Convertidor Cuk 171
Vd1 y Vd2 sean iguales a los valores deseados en cada etapa.
Cuk
Partimos del modelo ideal Σi
del convertidor Cuk, la conﬁguración del circuito esta
dado por la ﬁgura A.7.
L1 L2
xi
1 xi
3
C1
C2 R xi
4
E
xi
2
ui
Figura A.7: Modelo Ideal del Convertidor Cuk
Donde xi
1, xi
3 son las corrientes en las bobinas, xi
2, xi
4 son las tensiones de los con-
densadores, ui
es la entrada, R es la resistencia de carga, C1, C2 son las capacitancias,
L1, L2 son las inductancias, E es la fuente de alimentación, representado a través de
la siguiente ecuación:







L1 0 0 0
0 C1 0 0
0 0 L2 0
0 0 0 C2














˙xi
1
˙xi
2
˙xi
3
˙xi
4







=







0 − (1 − ui
) 0 0
(1 − ui
) 0 ui
0
0 −ui
0 −1
0 0 1 0














xi
1
xi
2
xi
3
xi
4







−







0 0 0 0
0 0 0 0
0 0 0 0
0 0 0 1/R














xi
1
xi
2
xi
3
xi
4







+







E
0
0
0







(A.5)

L1 L2
xi
1 xi
3
C1
C2
R xi
4E
xi
2
ui
Q
D
Figura A.8: Modelo Esquemático del Convertidor Cuk
El diagrama esquemático Σm está dado en el circuito de la figura A.8
Modelo Equivalente Joule
tensión V j
f1
, V j
f2
, V j
q1
y V j
q2
. Se insertan dos resistencias internas serie con la bobinas
Rin1 , Rin2 y dos resistencias Joule Rj1 , Rj2 . De lo que nos queda el circuito de la figura
A.9.
L1 L2
xj
1 xj
3
C1
C2
R xj
4
E
xj
2
uj
V j
q V j
f
Rin1 + Rj1 Rin2 + Rj2
Figura A.9: Modelo Joule del Convertidor Cuk
En esta configuración, cuando las resistencias Rj1 y Rj2 se colocan en serie con
las bobinas, se genera un acoplamiento entre las corriente de ambas bobinas, el cual
podemos solucionar introduciendo una única Rj en el interruptor como se ve en la
figura A.10.
La dinámica correspondiente al convertidor está dada por:

A.4 Ventajas y Desventajas del Modelo Joule. 173
L1 L2
xj
1 xj
3
C1
C2 R xj
4E
xj
2
uj
V j
q V j
f
Rin1 Rin2
Rj
Figura A.10: Modelo Joule Modiﬁcado del Convertidor Cuk







L1 0 0 0
0 C1 0 0
0 0 L2 0
0 0 0 C2














˙xi
1
˙xi
2
˙xi
3
˙xi
4







=







0 − (1 − uj
) 0 0
(1 − uj
) 0 −uj
0
0 uj
0 1
0 0 −1 0














xi
1
xi
2
xi
3
xi
4







−







Rin1 + Rj 0 −Rj 0
0 0 0 0
−Rj 0 Rin2 + Rj 0
0 0 0 1/R














xi
1
xi
2
xi
3
xi
4







+







E
0
0
0







−







V j
f
0
−V j
f
0







(1 − uj
) −







V j
q
0
−V j
q
0







uj
(A.6)
f y V j
q en lazo abierto con ¯u = 0.5, se cierra el lazo con una
ley de control uj
y se ajusta Rj hasta que la tensiones de salida Vd1 = ¯x4.
A.4. Ventajas y Desventajas del Modelo Joule.
Este modelo tiene como ventajas más apreciables las siguientes:
La aproximación de los semiconductores se realiza con elementos lineales.
Es sencillo y aplicable en forma práctica.
Permite desarrollar controladores relativamente sencillos.

Los resultados prácticos y teóricos se aproximan con una alta precisión, en espe-
cial en estado estacionario.
El transitorio de los estados son aproximadamente iguales.
Es aplicable a sistemas de múltiples entradas y salidas.
No requiere curva características o alguna técnica especial de identiﬁcación; sim-
plemente requiere algunas mediciones sencillas.
Entre las desventajas tenemos:
Para obtener un modelo preciso es necesaria una medición previa del montaje y
la sintonización de los parámetros.
Constituye una aproximación del modelo real.

Apéndice B
Listado en Maple utilizando el Modelo
Ideal para la transformación afín
B.1. Restart
> restart:
> with(LinearAlgebra):
> with(linalg):
B.2. Halla las ecuaciones de x1s y x2s
x1bar, x2bar, ubar son los valores nominales de equilibrio para los estados y la
acción de control. x1s, x2s son las coordenadas de un punto de equilibrio real.
> equx1:=E-(1-u)*x2;
> equx2:=((1-u)*x1-x2/R);
> ubar:=1-E/x2bar;x1bar:=x2bar^2/(Ro*E);
> ua:=ubar-gamma1*(x1*x2bar-x1bar*x2);
> a:=eval(equx1,u(t)=ua);
> b:=eval(equx2,u(t)=ua);
> equx1a := expand(subs(u = ua, equx1));
> equx1s := expand(subs(x1 = x1s, x2 = x2s, equx1a));

176 Listado en Maple utilizando el Modelo Ideal para la transformación afín
B.3. Dinámica del Error del Sistema
> eque1 := expand(eval((equx1a-equx1s)/L, [x1 = e1+x1s, x2 = e2+x2s]));
> eque2 := expand(eval((equx2a-equx2s)/C, [x1 = e1+x1s, x2 = e2+x2s]));
Perko caracteriza los sistemas dinámicos cuadráticos planares cuyas trayectorias
están acotadas (BQS). El sistema que nos ocupa tiene uno o tres puntos de equilibrio.
SegúnPerko, las trayectorias solución de ese sistema están acotadas si y sólamente si
el sistema es afinmente equivalente al sistema:
> pk1 := diff(z1(t), t) = a11*z1+a12*z2+z2^2;
> pk2 := diff(z2(t), t) = a21*z1+a22*z2-z1*z2+c*z2^2
Nótese que la particularidad de este sistema se reduce a los términos de segundo
grado puesto que los coeficientes de los términos de primer grado son arbitrarios. (Exis-
ten algunas condiciones dadas mediante desigualdades que se verificarán a posteriori).
La falta de términos independientes proviene de tomar el origen en uno de los puntos
de equilibrio.
Vamos a considerar un cambio de variables lineal (endomorfismo) e intentar
transformar el sistema (3.1) en el sistema (3.2).
> Fe1 := q11*z1(t)+q12*z2(t);
> Fe2 := q21*z1(t)+q22*z2(t);
> dFe1 := diff(Fe1, t);
> J1 := dFe1 = eque1;
> J2 := dFe2 = eque2;
> zetas := solve([J1, J2], [diff(z1(t), t), diff(z2(t), t)]);
> dz1aux := zetas[1][1];
> dz1 := subs(e1 = q11*z1+q12*z2, e2 = q21*z1+q22*z2, rhs(dz1aux));
> pk1;
> pk2;
Primera ecuación.
> eq1 := coeff(dz1, z1, 2)
> eq2 := coeff(coeff(dz1, z1, 1), z2, 1);
> eq3 := coeff(dz1, z2, 2);
Segunda ecuación.

B.3 Dinámica del Error del Sistema 177
> eq4 := coeff(dz2, z1, 2);
> eq5 := -coeff(coeff(dz2, z1, 1), z2, 1);
Solución
> qs := solve({eq1 = 0, eq2 = 0, eq3 = eq5, eq4 = 0}, {q11, q12, q21,
q22});
> L1aux := sqrt(C/L);
> q11a:=L1aux*q22;
> q12a:=-(q22*C*Ro*E)/(L*x2bar);
> q21a:=(L1aux*q22*Ro*E)/x2bar;
> q22a:=q22;
> ndz1 := simplify(subs(q11 = q11a, q12 = q12a, q21 = q21a, q22 = q22a,
dz1));
dz2));
> na11 := coeff(ndz1, z1, 1);
> na12 := coeff(ndz1, z2, 1);
> na111 := simplify(coeff(ndz1, z1, 2));
> na112 := simplify(coeff(coeff(ndz1, z1, 1), z2, 1));
> na122 := collect(coeff(ndz1, z2, 2), q22);
> na21 := coeff(coeff(ndz2, z1, 1), z2, 0);
> na22 := simplify(coeff(coeff(ndz2, z2, 1), z1, 0), size);
> na212 := collect(coeff(coeff(ndz2, z1, 1), z2, 1), q22);
Eligiendo adecuadamente q22 se tiene na122=na212=1. Por otro lado, dado que
na11<0 (nb11<0) se cumple la primera de las condiciones.
Además, en ambos casos (a) y (b), se tiene c=0; con lo cual abs(c)<2. (ver
Perko)
> simplify(simplify(0 < -(na12-na21)^2+4*na11*na22-4*na21*na12, size),
size);
> numer(lhs(%)/(x2bar*gamma1)) < numer(rhs(%)/(x2bar*gamma1));
> simplify(%, size);
> solve(%, R);
Dado que las tres condiciones na11<0, na22<0, (a12 − a21 + ca11)2
< 4a11a22 −
4a21a12 para la restricción de R entonces el sistema es BQS1 (ver Perko) y pertenece

al tipo c de la clasiﬁcación de Perko
> simplify(simplify(0 > -(na12-na21)^2+4*na11*na22-4*na21*na12, size),
size);
> solve(%, R);
Las condiciones a11 <0, a11+a22 <0 y (a12 − a21 + c ∗ a11)2
> 4a11a22 − 4a21a12
(ver Perko) por lo tanto podemos establecer un R tal que el sistema es BQS3
faltando establecer cual de las conﬁguraciones se genera en el convertidor. Da-
do que la condición pasa de BQS1 a BQS3 entonces el punto de quiebre esta dado
por(a12 − a21 + ca11)2
= 4 a11 a22 − 4 a21 a12
> (na12-na21)^2-4*na11*na22+4*na21*na12;
> %*C*R*L*Ro^2*E^2/(gamma1*x2bar);
> eval(%, x1s = x2s^2/(R*E));
> normal(%);
> %*R/x2s;
> solve(%, R);
> RBSQ13 := %[1];
De la misma manera si la resistencia coindice con el cambio de 1 a 3 raíces deben
ser la misma que se obtiene con la formula de Cardano cuando cambia de 1 a 3 raíces.
Para hallar esta resistencia se requiere la función de equilibrios así que:
B.3.1. Equlibrios del Sistema
Ecuación de Equilibrio de la tensión x2
> w1:=eval(equx1a,[x1bar=x2bar^2/(Ro*E),ubar=1-E/x2bar]):w1:=expand(%);
> isolate(w1,x1):expand(%):simplify(%,size);
> eval(w2,x1=rhs(%)):
> normal(%):
> numer(%):
> x2eq:=collect(%,x2);

B.3 Dinámica del Error del Sistema 179
Resistencia de Cardano
> x2eq; k1 := %/coeff(%, x2^3);
> subs(x2 = y2-(1/3)*coeff(k1, x2^2), %);
> expand(%);
> k2 := collect(%, y2);
> p := coeff(k2, y2);
> q := coeff(k2, y2, 0);
> DDisC := (1/4)*q^2+(1/27)*p^3;
> solve(%, R);
> RC := simplify(%[3], size);

Apéndice C
Joule para la transformación afín
C.1. Restart
> restart:
> with(LinearAlgebra):
> with(linalg):
C.2. Halla las ecuaciones de x1s y x2s
x1bar, x2bar, ubar son los valores nominales de equilibrio para los estados y la
acción de control. x1s, x2s son las coordenadas de un punto de equilibrio real.
> equx1:=E-(1-u)*x2-((Rin+Rj)*x1+u*Vq+(1-u)*Vf);;
> equx2:=((1-u)*x1-x2/R);
> ubar:=1-E/x2bar;x1bar:=x2bar^2/(Ro*E);
> ua:=ubar-gamma1*(x1*x2bar-x1bar*x2);
> a:=eval(equx1,u(t)=ua);
> b:=eval(equx2,u(t)=ua);

182 Listado en Maple utilizando el Modelo Joule para la transformación afín
C.3. Dinámica del Error del Sistema
> eque1 := expand(eval((equx1a-equx1s)/L, [x1 = e1+x1s, x2 = e2+x2s]));
> eque2 := expand(eval((equx2a-equx2s)/C, [x1 = e1+x1s, x2 = e2+x2s]));
Perko caracteriza los sistemas dinámicos cuadráticos planares cuyas trayectorias
están acotadas (BQS).
El sistema que nos ocupa tiene uno o tres puntos de equilibrio. Según Perko, las
trayectorias solución de ese sistema están acotadas si y sólamente si
es afinmente equivalente al sistema:
> pk1 := diff(z1(t), t) = a11*z1+a12*z2+z2^2;
> pk2 := diff(z2(t), t) = a21*z1+a22*z2-z1*z2+c*z2^2;
Nótese que la particularidad de este sistema se reduce a los términos de segundo
grado puesto que los coeficientes de los términos de primer grado son arbitrarios.
(Existen algunas condiciones dadas mediante desigualdades que se verificarán a
posteriori)
La falta de términos independientes proviene de tomar el origen en uno de los puntos
de equilibrio.
Vamos a considerar un cambio de variables lineal (endomorfismo) e intentar
transformar el sistema (3.1) en el sistema (3.2).
> Fe1 := q11*z1(t)+q12*z2(t);
> Fe2 := q21*z1(t)+q22*z2(t);
> zetas := solve([J1, J2], [diff(z1(t), t), diff(z2(t), t)]);
> pk1;
> pk2;
Primera ecuación.
> eq1 := coeff(dz1, z1, 2);
> eq2 := coeff(coeff(dz1, z1, 1), z2, 1);
> eq3 := coeff(dz1, z2, 2);

C.3 Dinámica del Error del Sistema 183
Segunda ecuación.
> eq4 := coeff(dz2, z1, 2);
> eq5 := -coeff(coeff(dz2, z1, 1), z2, 1);
Solución
> qs := solve({eq1 = 0, eq2 = 0, eq3 = eq5, eq4 = 0}, {q11, q12, q21,
q22});
> L1aux := sqrt(C/L);
> q11a:=L1aux*q22;
> q12a:=-(q22*C*Ro*E)/(L*x2bar);
> q21a:=(L1aux*q22*Ro*E)/x2bar;
> q22a:=q22;
dz1));
dz2));
> na11 := coeff(ndz1, z1, 1);
> na12 := coeff(ndz1, z2, 1);
> na111 := simplify(coeff(ndz1, z1, 2));
> na112 := simplify(coeff(coeff(ndz1, z1, 1), z2, 1));
> na21 := coeff(coeff(ndz2, z1, 1), z2, 0);
> na22 := simplify(coeff(coeff(ndz2, z2, 1), z1, 0), size);
> na212 := collect(coeff(coeff(ndz2, z1, 1), z2, 1), q22);
Eligiendo adecuadamente q22 se tiene na122=na212=1. Por otro lado, dado que
na11<0 (nb11<0) se cumple la primera de las condiciones.
Finalmente las cuatro condiciones que deﬁnen el comportamiento del sistema estan
dadas por na11<0, abs(c)<2 (c=0), na11+na22<0; (a12 − a21 + ca11)2
< 4a11a22 −
4a12a21 para el caso BQS1 y (a12 − a21 + ca11)2
> 4a11a22 − 4a12a21 para el caso
BQS3

184 Listado en Maple utilizando el Modelo Joule para la transformación afín
> simplify(simplify(0 < -(na12-na21)^2+4*na11*na22-4*na21*na12, size),
size);
> k1 := solve(%, R);
> op(1, k1);
> solve(%, Rj);
En el caso del Joule para que se establesca los dos casos, existen dos condiciones
que se originan de la ultima condición, que son las restricciones de la R y de Rj
C.3.1. Equlibrios del Sistema
Ecuación de Equilibrio de la tensión x2
> isolate(w1,x1):expand(%):simplify(%,size);
> eval(w2,x1=rhs(%)):
> normal(%):
> numer(%):
> simplify(%,size);
> x2eq:=collect(%,x2);
Los parametros de x2s^3+s1*x2s^2+s2*x2s+s3=0 son:

Apéndice D
Ideal incluyendo el integrador
D.1. Restart
> restart:
> with(LinearFunctionalSystems):
> with(linalg):
> with(plots):with(student):
> #with(VectorCalculus):
> with(DEtools):
D.2. Las ecuaciones del convertidor
> equx1:=(E-(1-u(t))*x2(t))/L;
> equx2:=(((1-u(t))*x1(t)-x2(t)/R))/C;
> equx3:=x2(t)-x2bar-0*x03;
Los equilibrios del convertidor en lazo abierto
> ubara := 1-E/x2bar; x1bara := x2bar^2/(Ro*E);
Introduciendo el lazo de realiamentación por medio del controlador
u(t)=ubar-gamma*(x1(t)*x2bar-x1bar*x2(t))+alpha*x3(t) y colocando como
una función del valor deseado x2bar

186 Listado en Maple utilizando el Modelo Ideal incluyendo el integrador
> equx1a:=eval(equx1,[u(t)=ubar-gamma*(x1(t)*x2bar-x1bar*x2(t))
> +alpha*x3(t)]):
> equx1a:=expand(%);
> +alpha*x3(t)]):
> +alpha*x3(t)]):
> equx1a := expand(eval(equx1a, [ubar =ubara, x1bar = x1bara]));
> equx2a := expand(eval(equx2a, [ubar =ubara, x1bar = x1bara]));
Las ecuaciones para el equilibrio en lazo cerrado
> equx1s:=eval(equx1a,[x1(t)=x1s,x2(t)=x2s,x3(t)=x3s]):
> equx1s:=expand(%);
Se elimina la variable t
> equx1b:=eval(equx1a,[x1(t)=x1,x2(t)=x2,x3(t)=x3]):equx1b:=expand(%);
Se hallan los equilibrios en lazo cerrado del sistema
> sols:=solve([equx1b,equx2b,equx3b],[x1,x2,x3]);
> simplify(expand(%[1][3])):
> x3q:=rhs(collect(%,[x2bar,E,gamma,alpha]));
> x1q:=rhs(sols[1][1]);
> x2q:=rhs(sols[1][2]);

D.3 Dinámica del Error del Sistema 187
D.3. Dinámica del Error del Sistema
D.3.1. Se transforma en variables del error
> eque1:=eval(equx1b-equx1s,[x1=e1+x1s,x2=e2+x2s,x3=e3+x3s]):
> eque1:=expand(%);
> eque2:=expand(%);
> eque3:=expand(%);
Se calcula el jacobiano del sistema del error y se sustituyen las coordenadas del
equilibrio
> jacobian([eque1, eque2, eque3], [e1, e2, e3]):
> evalm(simplify(%, size)):
> eval(%, [e1 = 0, e2 = 0, e3 = 0, x1s = x1q, x2s = x2q, x3s = x3q]);
> ja:=evalm(simplify(%));
Se transforma el jacobiano en un función de lambda y se toman los coeficientes del
polinomio
> charpoly(ja,lambda):
> k1 := collect(%, lambda);
> d0 := coeff(k1,lambda,0);
> d1:=simplify(coeff(k1,lambda,1),size);
> d2:=coeff(k1, lambda, 2);
> d3 := coeff(k1, lambda, 3);
Se aplica el critrerio de Hurwitz así que se requiere la matriz de los coeficientes del
polinomio
> dda := Matrix(3,3,{(1,1)=d2,(1,2)=d3,(1,3)=0,(2,1)=d0,(2,2)=d1,
> (2,3)=d2,(3,1)=0,(3,2)=0,(3,3)=d0});
De manera que los todos los determinante de los menores principales deben positivos
definidosel primero es d2>0 lo que se cumple ya todos los parametros son positivos.
> m1 := simplify(d2, size);
El segundo menor debe ser positivo así que:

Segundo Menor
> det(minor(dda, 3, 3)):
> m2 := (simplify(%, size)):
> m2a:=numer(%):
> m2a:=collect(%,R)>0;
Primer coeficiente de la ecuación de segundo grado
> ter1:=simplify(coeff(rhs(m2a),R,2),size);
Raíces de la ecuación de segundo grado
> cortes:=(solve(rhs(m2a),R)):
> RC1:=simplify(cortes[1], size);
> RC2:=simplify(cortes[2], size);
En el caso de que el primer coeficiente sea positivo y dado que la parabola va
a infinito,−
γ −γ x2bar4
+ E2
Ro
ELRo
< α el segundo menor será positivo en el rango
)RC2,RC1(.
> ter1/(x2bar^2*E^3*C*Ro)>0;
> solve(%,alpha);
En el caso de que el primer coeficiente sea negativo y dado que la parabola va
a -infinito,α < −
γ −γ x2bar4
+ E2
Ro
ELRo
el segundo menor será positivo en el rango
(RC2,RC1)
> ter1/(x2bar^2*E^3*C*Ro)<0;
> solve(%,alpha);
Unicamente falta el discriminante que está dado por:
> ter1 := simplify(coeff(rhs(m2a), R, 2), size);
> disc:=ter2^2-4*ter1*ter3;
Para que existan cortes en la parabola basta que el termino
0 < −γ2
x2bar4
+ Eα LRo + E2
Ro γ
que es la misma condición impuesta por el primer termino ter1, por lo tanto cuando
se define la dirección de la parabola también se define la existencia de las raíces.
Tercer Menor
La relación entre el segundo menor y el tercero es−
Eα
CL

> m3:=det(dda);
> m3/m2:
> simplify(%,size);
Dado que existe una región donde el segundo menor es positivo, entonces existira
un alpha en un rango negativo tal que satisfaga el criterio de Hurwitz, es decir, v1<0.
sin embargo este v1 está acotado por la condición de existencia de las raices del
polinomio que ocurre cuando el discrinante es positivo disc>0.Para halla el rango
de v1 necesitamos resolver respecto de ella misma.
> collect(disc,alpha);
> alphas:=solve(%,alpha):
> alpha1:=simplify(alphas[1],size);
> alpha2:=simplify(alphas[2],size);
De ambas únicamente nos interesa la solución más negativa puesto que la condición
entre los discriminantes establece establece alpha<0. Y este será el rango dentro del
cual la función es localmente estable.
Condición JMO
> m2;
Para asegurar que el determinante de m2>0 basta con asegurar que
(−Lα − 2 Eγ) Ro + ERγ < 0
> aux1:=(-L*alpha-2*E*gamma)*Ro+E*R*gamma < 0;
> solve(%,alpha);
> aux0:=op(4,%)[1][1];
La relación entre el segundo menor y el tercero es−
Eα
CL
> m3:=det(dda);
> m3/m2:
> aux1:=simplify(%,size);
Si m2>0 entoncesM2 = −
M3 CL
Eα
, esto implica que
> aux2:=M3/M2=aux1;
> solve(%,M3)>0;
> solve(%, alpha);
De lo anterior v1<0
> lhs(aux0)<alpha<0;

Para que se cumpla debe ocurrir
> -2*Ro+R<0;
> solve(%,R)[1];
Ejemplo
ALPHAS
> Roa:=2; x2bara:=20; gammaa:=0.1e-3; La:=33e-6; Ca:=1000e-6; Ea:=10;
> eval(ja,[Ro=Roa,x2bar=x2bara,gamma=gammaa,L=La,C=Ca,E=Ea]);
> eval(charpoly(ja,lambda),
> [Ro=Roa,x2bar=x2bara,gamma=gammaa,L=La,C=Ca,E=Ea]);
> collect(%,lambda);
> eval(m1,[Ro=Roa,x2bar=x2bara,gamma=gammaa,L=La,C=Ca,E=Ea])>0;
> solve(%, R);
> m2;
> numer(%);
> k1:=eval(numer(%),[Ro=Roa,x2bar=x2bara,gamma=gammaa,L=La,C=Ca,E=Ea]);
> M2a:=collect(%,R);
> disc2:=coeff(M2a,R,1)^2-4*coeff(M2a, R, 2)*coeff(M2a, R, 0);
> solve(%,alpha);
> plot(disc2,alpha=-80..6);
> m3;
> numer(%);
> k1:=eval(numer(%),[Ro=Roa,x2bar=x2bara,gamma=gammaa,L=La,C=Ca,E=Ea]);
> M3a:=collect(%,R);
> disc3:=coeff(M3a,R,1)^2-4*coeff(M3a,R,2)*coeff(M3a,R,0);
> solve(%, alpha);
> plot(disc3,alpha=-80..6);
Resistencia para un alpha dado
Alpha=-1 localmente estable en R(0,inﬁnito)
> alphabeta:=-2;
> ka:=eval(numer(m2),
> [Ro=Roa,x2bar=x2bara,gamma=gammaa,L=La,C=Ca,E=Ea,alpha=alphabeta]);
> kb:=eval(numer(m3),
> plot([ka,kb],R =-10..10);

Rango de estabilidad entre R (0,14.2 aprox)
> alphabeta:=-30;
> plot([ka,kb],R =-1..14.2);
Alpha=1 Inestable
> alphabeta:=1;
> plot([ka,kb],R =-1..14.2);
> alphabeta:=-80;
> plot([ka,kb],R =0..1);

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